圖 13：驅(qū)動器電路板使 AC 和 DC 電壓相加，以在頻率直至 10MHz 時提供數(shù)安培電流。

將這個電路連接到 DUT 時，需要提到的一個主要說明是：穩(wěn)壓器不應該使用輸入電容。第一個原因是，該電路沒有為驅(qū)動電容性負載而優(yōu)化，可能產(chǎn)生振蕩。第二個原因是，這個電路不能吸取電流，必須有負載存在以給輸入電容器放電，尤其是在頻率增大時。在 10MHz 跨一個 1µF 電容器提供一個 50mVP-P 正弦信號時，需要超過 3A 充電和放電電流，以防止信號失真。如果在小輸出電流 (低于 100mA) 時進行測量，那么就要預加載，以確保提供給穩(wěn)壓器的信號保真度。

未雨綢繆

當穩(wěn)壓器具備很高的電源抑制時，就必須仔細考慮儀器的細節(jié)問題。如果穩(wěn)壓器提供 100dB 電源抑制，那么 50mVP-P 輸入信號在輸出端就被降至 0.5µVP-P�？梢蕴岣咻斎胄盘柗�度，但在某些點上將發(fā)生從小信號響應向大信號響應的轉(zhuǎn)變。

就一個具備很高電源抑制的穩(wěn)壓器而言，輸出信號的小幅度可與該器件的噪聲幅度相比，或者比器件的噪聲幅度還小。這建議我們應該像放大噪聲一樣地放大信號，以能夠進行準確測量。即使這么做了，輸出信號也常常被噪聲淹沒。幸運的是，新式示波器提供求取平均值的功能，使人們能夠從噪聲中抽取出信號。隨機噪聲的平均值為零。輸入信號提供所需的觸發(fā)信號。

無論信號是否被放大，測量電源抑制時，還可能出現(xiàn)其他一些問題。輸入和輸出信號必須同時測量，人們需要知道輸入和輸出幅度，以確定該器件的抑制性能。測量配置的方框圖如圖 14 所示。

圖 14：電源抑制測量配置的方框圖顯示了地回路。將單端放大器轉(zhuǎn)換成差分放大器可解決地回路問題。

值得一提的是，在這個方框圖中，存在可能破壞測量結(jié)果的地回路。第一個地回路是通過兩個示波器通道的公共地形成的。這個地回路從信號放大器中通過，回路中的任何信號都會破壞電源抑制測量結(jié)果，使測量結(jié)果不能反映實際性能。對這個問題的解決辦法是，將信號放大器從單端電路變成全差分電路。這么做了以后，兩個回路都被斷開了，這樣就保證了測量保真度。第二個地回路 (圖 14 中沒有顯示) 通過 AC 線路地到達第一個示波器通道。這個回路對誤差貢獻最小，因為相比之下所有信號都是大信號。

用簡單放大器實現(xiàn)差分輸入

一個簡單放大器如圖 15 所示。這個放大器在輸入端使用了全差分增益級，增益為 40dB，其后是一個差分至單端轉(zhuǎn)換器，提供另外 20dB 增益。每個輸入端都有一個 200Hz 高通濾波器以隔離 DC。之所以選擇 LTC6409，是因為該器件提供很大的 10GHz 增益帶寬積。第二級由 LT1818 組成，配置為一個差分至單端轉(zhuǎn)換器，增益為 20dB。

圖 15：簡單的差分至單端放大器提供 60dB 增益

這個放大器組合的輸入?yún)⒖荚肼曔\行大約 1.4nV/√Hz，這意味著我們預期應該測得低于 2.2µVP-P 的噪聲。同時，我們預期穩(wěn)壓器本身有 4µVP-P 噪聲。我們預期在穩(wěn)壓器輸出端有 0.5µVP-P 信號，與該信號相比，這個噪聲完全淹沒了我們試圖測量的信號。不過，惟一的可取之處是噪聲的隨機性，噪聲的平均值為零：使用具備存儲器的新式示波器求取平均值后，就可得到隱藏在噪聲中的信號。

改進差分放大器

極高性能線性穩(wěn)壓器測量變得更加棘手。輸出信號僅獲得 60dB 增益時，0.5µVP-P 信號就變成了 0.5mVP-P。這么小的幅度已經(jīng)接近很多高端示波器 1X 探頭的測量門限了。將線性穩(wěn)壓器輸入幅度提高 10 倍，會增加空間，但是如果穩(wěn)壓器抑制再增加 20dB，那么問題就會再次出現(xiàn)。

圖 16 顯示了怎樣實現(xiàn)更高性能的放大器。該放大器基于圖 2 所示噪聲放大器和圖 15 所示差分至單端放大器。現(xiàn)在，每一級所用的 LT1818 換成了 LT1994 差分放大器，LT1994 向差分三極對管反饋信號，三極對管仍然由 THAT300 三極管陣列組成。第二個差分增益級由另一個 LT1994 組成，之后通過第一個 LT6232 轉(zhuǎn)換成單端測量電路。面向高通和巴特沃斯濾波器的后續(xù)各級與圖 2 中相同。電路響應的校準和驗證與低噪聲放大器相同。