有很多令人困惑的規(guī)格都與轉換器帶寬有關。為了在新的設計中選用適當?shù)霓D換器，我應當使用什么帶寬術語呢?

開始一個新設計時，需要決定的首要參數(shù)就是帶寬。帶寬為設計指明方向，引導設計人員開辟通往成功之路。本質上有三類前端可供選擇：基帶型、帶通或超奈奎斯特型(有時也稱為窄帶或子采樣型——基本上不會用到第 1 奈奎斯特區(qū))以及寬帶型，如圖 1 所示。前端的選用取決于具體應用。

基帶設計要求的帶寬是從直流(或低 kHz/MHz 區(qū))到轉換器的奈奎斯特頻率。用相對帶寬表示的話，這意味著大約 100 MHz 或以下，假定采樣速率為 200 MSPS。這類設計可以采用放大器或變壓器/巴倫。

帶通設計意味著在高中頻時只會使用轉換器帶寬的一小部分(即小于奈奎斯特頻率)。例如，還是假定采樣速率為 200 MSPS，可能只需要 20-60MHz 帶寬，以 170 MHz 為中心。不過，隨著新一代 GSPS 轉換器類型產(chǎn)品的發(fā)布，市場呈現(xiàn)出向更高中頻發(fā)展的趨勢。因此，上述示例中的數(shù)值可能會多填充一個 0。本質上講，設計人員只需利用轉換器帶寬的一小部分就能完成工作。這種設計通常使用變壓器或巴倫。不過，如果較高頻率下的動態(tài)性能足夠并且需要增益，也可以使用放大器。

寬帶設計通常指需要全部帶寬的設計。轉換器能夠提供多少帶寬，用戶就會使用多少帶寬——供大于求!在三種設計中，這種設計的帶寬最寬，因而是最具挑戰(zhàn)性的前端設計。如果設計要求整個通帶的平坦度為 0.1dB，則更具挑戰(zhàn)性。這類應用的帶寬范圍為直流或低 kHz/MHz 區(qū)至 +GHz 區(qū)。此類設計常常采用寬帶巴倫耦合到轉換器。

圖 1.基帶、帶通與寬帶，F(xiàn)SAMPLE = 200 MSPS。

關于帶寬的說明

術語“帶寬”在工程領域中遭到濫用，根據(jù)應用的不同，帶寬的含義在不同設計人員看來可能完全不同。在本文中，轉換器的全功率帶寬與轉換器的可用帶寬或采樣帶寬是不同的。全功率帶寬是轉換器用于精確捕獲信號以及內(nèi)置前端正確建立所需要的帶寬。在多數(shù)情況下，轉換器的采樣帶寬目標是在大約兩個奈奎斯特區(qū)撥入。轉換器通常也是以這種方式在其交流頻率規(guī)格范圍內(nèi)進行表征。

設計人員在轉換器指定區(qū)域外選擇中頻并不是個明智的選擇，因為系統(tǒng)的交流性能結果會存在較大差異，盡管轉換器數(shù)據(jù)手冊中說明了額定分辨率和性能，或顯示的全功率帶寬遠大于轉換器本身的采樣帶寬(可能是其兩倍)。設計應圍繞采樣帶寬展開。所有設計都應當避免使用額定全功率帶寬的某一或全部最高頻率部分，否則動態(tài)性能 (SNR/SFDR) 會下降。為了確定高速模數(shù)轉換器的采樣帶寬，請查閱數(shù)據(jù)手冊，或者咨詢應用支持人員，因為有時候采樣帶寬并未明確給出。通常，數(shù)據(jù)手冊會規(guī)定甚至列出轉換器采樣帶寬內(nèi)經(jīng)過生產(chǎn)測試、能夠保證額定性能的頻率。然而，需要對行業(yè)中的這些帶寬術語做出更好的說明和定義。

了解轉換器帶寬和精度

所有的 ADC 都存在建立時間不精確的問題。記住，轉換器的內(nèi)部前端必須具有足夠的帶寬 (BW)，才能精確地對信號進行采樣。否則，累積誤差將大于上文所述的結果。

一般而言，一個 ADC 的內(nèi)部前端必須在半個采樣時鐘周期內(nèi)建立 (0.5/fs，其中 fs = 采樣頻率)，這樣才能提供對內(nèi)模擬信號捕捉的精確表達。因此，對于一個 12 位 ADC (采樣速率為 2.5 GSPS，滿量程輸入范圍 (VFS) 為 1.3 V p-p) 來說，全功率帶寬 (FPBW) 可通過下列瞬態(tài)公式推導：

求解 t：

代入 τ = 1/(2 × π × FPBW)，一個時間常數(shù)，求解 FPBW：

令 t = 0.5/fs。這是樣本建立所需的時間，其中采樣周期為 1/fs：

這樣會使 ADC 內(nèi)部前端 FPBW 所需的帶寬最小。轉換器內(nèi)部前端需要這一大小的帶寬，以建立至 1 LSB 以內(nèi)并正確采樣模擬信號。這將需要通過數(shù)個時間常數(shù)來滿足這類 ADC 的 1 LSB 精度要求，其中1個時間常數(shù)等于 24 ps 或：

要了解 ADC 滿量程范圍內(nèi)達到 LSB 大小要求所需的時間常數(shù)數(shù)量，就需要找出滿量程誤差 % 或 VFSE�；� 1 LSB = VFS/(2N)，其中 N = 位數(shù);或

和

表 1 列出了不同分辨率的轉換器與各自的位數(shù)、LSB 大小和 VFSE 的關系細分表。

表 1.轉換器分辨率明細表

通過描繪歐拉數(shù)或 eτ，可以繪出一條曲線，以便每次通過時間常數(shù)都能方便地看出相對誤差。從圖 2 可見，12 位 ADC 樣本建立至大約 1 LSB 以內(nèi)需時 8.4 個時間常數(shù)。

設計人員可通過這種分析來估算轉換器能處理的最大模擬輸入頻率或采樣帶寬，并依舊建立至 1 LSB 誤差以內(nèi)。超出這個范圍，則 ADC 無法精確表示信號。因此：

Fmax

時間常數(shù)數(shù)量

或

記住，這里表示的是最佳情形，并假定采用單極點 ADC 前端。并非所有現(xiàn)實中的轉換器都以這種方式工作，但這是一個很好的開端。

例如，上文描述的模型最高可適用至 12 位。但針對 14 或 16 位以及更高位則需要采用二階模型，因為細微的影響可使建立時間擴展至預測的一階模型以外。

圖 2.轉換器采樣精度與時間常數(shù)數(shù)量：ADC 精確建立至 ½ LSB 以內(nèi)所需要的時間常數(shù)數(shù)量。