引言

峰值檢波器在其輸入端上捕捉電壓信號(hào)的極值。正峰值檢波器捕捉輸入信號(hào)的最正點(diǎn)，而負(fù)峰值檢測(cè)則捕捉輸入信號(hào)的最負(fù)點(diǎn)。理想的情況下，峰值檢波器電路的輸出跟蹤或追隨輸入電壓，直至達(dá)到極值點(diǎn)為止 (但是當(dāng)輸入減小時(shí)保持該值)。理想峰值檢波器可不受輸入信號(hào)速度的影響執(zhí)行該功能。實(shí)際峰值檢波器的性能受限于輸入信號(hào)的帶寬。本文將回顧傳統(tǒng)有源峰值檢波器電路的工作原理，著重闡述限制帶寬的參數(shù)和組件;提出消除這些局限性的改進(jìn)措施并給出比較新電路之性能的仿真結(jié)果。

傳統(tǒng)的峰值檢波器

圖 1 和圖 2 描繪了兩款峰值檢波器實(shí)施方案。圖 1 中的電路是傳統(tǒng)的峰值檢波器。圖 2 中的電路則解決了傳統(tǒng)峰值檢波器的局限性。該討論將回顧傳統(tǒng)峰值檢波器的工作原理，重點(diǎn)闡述電路的局限性，說(shuō)明改進(jìn)型電路怎樣克服了這些局限性，并探討進(jìn)一步改善電路的方法 (如圖 3 所示)。

圖 1：傳統(tǒng)的峰值檢波器

圖 1 中的電路用于捕捉輸入電壓 (IN) 的峰值。當(dāng) IN 為正時(shí)，D1 為反向偏置，D2 為正向偏置，而且在反饋電阻器 R2 中沒(méi)有電流流動(dòng)。于是，輸出電壓 (OUT) 跟蹤輸入電壓 (IN)，因?yàn)橥饷娴姆答伃h(huán)路把 U1 的輸入驅(qū)動(dòng)至虛短路 (V+ = V-)。由于 U2 被配置為一個(gè)電壓跟隨器，因此輸出電壓跟蹤電容器 C1 上的電壓。C1 由 U1 的輸出電流通過(guò) D2 充電至該電壓。R1 負(fù)責(zé)防止 U1 超過(guò)其短路輸出電流，并把 U1 與 C1 的電容相隔離，從而避免發(fā)生振鈴或甚至振蕩。只要輸入電壓為正和不斷地增大，這種狀態(tài)就會(huì)保持。

當(dāng)輸入電壓減小時(shí)，圖 1 中的電路改變狀態(tài)。D2 在輸入電壓減小時(shí)為反向偏置，因?yàn)?U1的輸出 (D2 的正極) 降至低于 D2 的負(fù)極電壓 (它等于存儲(chǔ)在 C1 上的前一個(gè)峰值電壓)。在該狀態(tài)中外面的反饋環(huán)路斷裂，而且 U1 的輸出試圖對(duì)齊到負(fù)軌電壓。D1 在該狀態(tài)中為正向偏置，并提供至 U1 的局部反饋，U1 把 D2 的正極箝位在比輸入電壓低一個(gè)二極管壓降。這種保持狀態(tài)將維持到輸入電壓超過(guò)電容器電壓 (其等于輸出電壓) 為止。D1 箝位縮短了從保持狀態(tài)返回跟蹤狀態(tài)的轉(zhuǎn)換時(shí)間。

速度是圖 1 所示傳統(tǒng)峰值檢波器電路的主要局限。輸出電壓的變化速度不能快于 C1 的充電速度。C1 的充電速度受限于 U1 的短路輸出電流、D2 的正向電壓降、D2 的換向速度以及由 R1 和 C1 形成之時(shí)間常數(shù)的指數(shù)上升。

改進(jìn)型峰值檢波器

圖 2 所示電路的速度和誤差指標(biāo)好于圖 1 中的電路。這些改進(jìn)是克服了傳統(tǒng)峰值檢波器某些局限性的結(jié)果。請(qǐng)注意，整流二極管變更為肖特基勢(shì)壘型。這種改變減小了正向電壓降，從而增大了流過(guò) C1 的初始充電電流。此外，肖特基二極管較快的恢復(fù)時(shí)間還加快了從跟蹤狀態(tài)至保持狀態(tài)的轉(zhuǎn)換速度。而且，肖特基二極管較低的反向恢復(fù)電荷減少了 C1 上的消隱脈沖電平誤差。

雖然肖特二極管上的電壓降較低，但是它直接轉(zhuǎn)化為輸出，因?yàn)闆](méi)有外面的反饋環(huán)路對(duì)它實(shí)施補(bǔ)償，而圖 1 所示的傳統(tǒng)電路中有這樣的環(huán)路。該電路通過(guò)利用 U1 的局部反饋環(huán)路中的一個(gè)匹配肖特基二極管對(duì)它進(jìn)行平衡以補(bǔ)償該二極管壓降。如果對(duì)匹配的二極管施加了相似的偏置，則兩個(gè)二極管的壓降將大部分抵消。R2 設(shè)定 D1 中的偏置電流，這將使得 D1 的壓降能夠抵消 D2 的壓降，并最大限度地減小該誤差。

R5 和 R6 形成了一個(gè)降低輸入電壓之電平的阻性分壓器。D3 把輸入電壓箝位在比 0V 低一個(gè)二極管壓降，這就讓出了負(fù)電源軌的 U1 和 U2。

圖 2：改進(jìn)型峰值檢波器

LTC^®6244 是一款雙路高速、單位增益穩(wěn)定的 CMOS 運(yùn)算放大器，具有 50MHz 的增益帶寬、 40V/µs 的轉(zhuǎn)換速率、1pA 的輸入偏置電流、低輸入電容和軌至軌輸出擺幅。0.1Hz 至 10Hz 噪聲僅為 1.5µV_P-P，而且，1kHz 噪聲保證低于 12nV/√Hz。這種卓越的 AC 和噪聲性能與寬電源操作范圍、僅 100µV 的最大失調(diào)電壓以及僅 2.5µV/ºC 的失調(diào)漂移相結(jié)合，使其適合在該應(yīng)用中使用。

電流提升的改進(jìn)型峰值檢波器

圖 3 中的電路利用了圖 2 所示改進(jìn)型峰值檢波器的方法，并增設(shè)了一個(gè)電流提升器以增加 C1 的充電電流。電流提升的峰值檢波器用匹配的 NPN雙極結(jié)型晶體管 (BJT) 取代了匹配二極管。該電路的工作方式與圖 2 中的電路完全相同，但是它對(duì) C1 充電的速度則大幅度地加快了。

圖 3：電流提升的改進(jìn)型峰值檢波器

該拓?fù)浣o肖特基二極管方法提供了一些替代方案。C1 充電電流增大的倍數(shù)等于共集電極 BJT 配置的電流增益。此外，該拓?fù)溥�給 C1 提出了一個(gè)較低的源阻抗。R3 不再需要，因?yàn)榘l(fā)射極跟隨器具有大于 U2 的電流供應(yīng)能力。因此，充電時(shí)間常數(shù)幾乎被免除了。圖 3 中電路的速度受限于 U2 的帶寬和發(fā)射極跟隨器的單位增益頻率 (f_T) 當(dāng)中較小的那個(gè)。Q1 的基極-發(fā)射機(jī)結(jié)的電壓降可采用與圖 2 中 D2 和 D3 平衡相同的方式由 Q2 的基極-發(fā)射極結(jié)抵消。

兩個(gè)高速峰值檢波器的性能比較 (圖 4) 顯示：兩款電路在 60kHz 頻率條件下的表現(xiàn)同樣優(yōu)秀，而圖 5 則表明電流提升改進(jìn)方案增加了帶寬。

結(jié)論

圖 3 所示電流提升型峰值檢波器的改進(jìn)并非沒(méi)有代價(jià)。然而，對(duì)于那些速度和精度十分要緊的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，為了實(shí)現(xiàn)這些電路改進(jìn)而增加功率耗散、組件數(shù)目和復(fù)雜性可能是很值得的。

軟件

LTspiceIV

LTspice IV 是一款功能強(qiáng)大、快速和免費(fèi)的仿真工具、電路圖捕獲和波形觀測(cè)器，為改善開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器的仿真提供了改進(jìn)和模型。點(diǎn)擊這里下載 LTspice IV

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