傳統(tǒng)電荷泵PLL環(huán)路參數(shù)的計(jì)算及建模
盡管基本PLL自其出現(xiàn)之日起幾乎保持原樣，但是使用不同技術(shù)制作及滿足不同應(yīng)用要求的PLL的實(shí)現(xiàn)一直給設(shè)計(jì)者提出挑戰(zhàn)。
本篇先介紹一下傳統(tǒng)電荷泵鎖相環(huán)的穩(wěn)定性和噪聲建模，后續(xù)再從各種結(jié)構(gòu)的PLL、電路設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)、片上電感的設(shè)計(jì)等方面逐一展開。
1. PLL環(huán)路參數(shù)的計(jì)算及建模
**1.1 **環(huán)路參數(shù)的計(jì)算
傳統(tǒng)電荷泵鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示，由鑒頻鑒相器(PFD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)、分頻器(1/N)組成。
Fig1. 傳統(tǒng)電荷泵 PLL結(jié)構(gòu)框圖
PLL設(shè)計(jì)指標(biāo)：VDD=1.2V,Fref=25MHz,Fvco=1.25GHz,N=50。
第一步，確定VCO增益Kvco和CP充放電電流Icp。
按照20%的設(shè)計(jì)余量，將VCO的輸出頻率范圍設(shè)定為1.0GHz到1.5GHz。在1.2V電源電壓下為使CP電流源工作在飽和區(qū)，并考慮到為確保VCO增益的線性度而盡可能的壓縮控制電壓范圍，將控制電壓范圍設(shè)為280mV到450mV，得Kvco≈3GHz/V。
實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)可適當(dāng)增大控制電壓范圍(如200~1000mV)，也可適當(dāng)增大或減小Kvco，這里只是做一個(gè)假設(shè)，目的是學(xué)會(huì)如何計(jì)算PLL環(huán)路參數(shù)。
考慮面積功耗等因素的影響Icp折中取100uA。
第二步，環(huán)路帶寬fc和相位裕度PM。
Fc取1MHz，PM取55deg。
第三步，計(jì)算LPF電阻(R2)和電容(C1、C2)的取值。
將圖1所示的PLL結(jié)構(gòu)框圖等效成圖2所示的負(fù)反饋系統(tǒng)：
Fig2. PLL等效負(fù)反饋系統(tǒng)
根據(jù)上述等式的推導(dǎo)，編寫如下的MATLAB代碼，可得濾波器的參數(shù)：
clear all;
close all;
clc;
Fc=1e6;%環(huán)路帶寬
Kvco=2pi3e9;%VCO增益
Icp=100e-6;%電荷泵電流
Kpc=Icp/(2*pi);
N=50;%分頻比
PM=55;%相位裕度
%==========================================================
Wc=2piFc;
fai=(pi/180)*PM;
tao1=(1/cos(fai)-tan(fai))/Wc;%時(shí)間常數(shù)1
tao2=1/(WcWctao1);%時(shí)間常數(shù)2
radnum=(Wc*tao2)^2+1;
radden=(Wc*tao1)^2+1;
a=sqrt(radnum/radden);
b=(KpcKvco)/(NWc*Wc);
C1=(tao1/tao2)ba;
C2=C1*(tao2/tao1-1);
R2=tao2/C2;
%=====================濾波器的傳遞函數(shù)======================
num1=[tao2,1];
den1=[tao1,1,0];
Fs=tf(num1,den1)/(C1+C2);
%=================整體開環(huán)L0s=Gs*Hs傳遞函數(shù)=================
G=KpcFsKvco;
den2=[1,0];
Gs=G*tf(1,den2);
Hs=1/N;
L0s=Gs*Hs;
%===================開環(huán)傳遞函數(shù)波特圖======================
figure(1)
bode(L0s,{2pi10000,2pi100000000})
PLL幅頻和相頻特性曲線如圖3所示，發(fā)現(xiàn)環(huán)路相位裕度和帶寬與計(jì)算結(jié)果一致。
Fig3. PLL幅頻和相頻特性曲線
**1.2 **濾波器參數(shù)與環(huán)路帶寬的關(guān)系
圖4給出了PLL帶寬與濾波器參數(shù)之間的關(guān)系
a. 環(huán)路帶寬與C1的關(guān)系
圖片
b. 環(huán)路帶寬與C2的關(guān)系
c. 環(huán)路帶寬與R2的關(guān)系
Fig4. 環(huán)路帶寬與濾波器參數(shù)的關(guān)系
結(jié)論：環(huán)路帶寬與R2成正比，與C1和C2成反比
**1.3 **濾波器參數(shù)與相位裕度的關(guān)系
圖5給出了PLL相位裕度與濾波器參數(shù)之間的關(guān)系
a. 相位裕度與C1的關(guān)系
b. 相位裕度與C2的關(guān)系
c. 相位裕度與R2的關(guān)系
Fig5. 相位裕度與濾波器參數(shù)的關(guān)系
1.4 PLL****環(huán)路建模
用veriloga完成PLL建模，如圖6所示。
Fig6. PLL環(huán)路建模
用圖6所示的環(huán)路模型可以做很多有意思的事情，圖7和圖8分別給出了鎖定時(shí)間與環(huán)路帶寬之間的關(guān)系，環(huán)路帶寬/參考頻率與穩(wěn)定性之間的關(guān)系。下圖7和圖8說明：對于特定相位裕度，在一定范圍內(nèi)PLL鎖定時(shí)間隨帶寬的增大不斷減小，當(dāng)帶寬大于fref/10后系統(tǒng)的離散性變的越來越嚴(yán)重，帶寬增大到fref/3后系統(tǒng)無法鎖定。因此PLL環(huán)路帶寬的選取存在一個(gè)折中，通常環(huán)路帶寬取fref/20、fref/30或更小，具體多少要看應(yīng)用。
Fig7. 鎖定時(shí)間與環(huán)路帶寬之間的關(guān)系
Fig8. 環(huán)路帶寬/參考頻率與穩(wěn)定性之間的關(guān)系
Fig9. 相位裕度與穩(wěn)定性之間的關(guān)系
2. PLL噪聲分析
**2.1 **噪聲傳函
圖10給出了PLL相位域模型，并標(biāo)注了各種噪聲源。這些噪聲源既包含了各模塊的本征噪聲，也包含了其他外部噪聲源對本模塊的影響，如電源電壓噪聲、襯底噪聲等?？梢缘玫皆揚(yáng)LL的開環(huán)傳遞函數(shù)為：
Fig10. PLL的相位域模型
由此可寫出各模塊到輸出的噪聲傳遞函數(shù)(NTF)：
經(jīng)上述分析可知，為了得到最佳的系統(tǒng)相位噪聲性能，不僅要盡可能降低各個(gè)電路模塊引入的噪聲，而且還要合理選擇環(huán)路帶寬，有效地抑制帶內(nèi)和帶外噪聲。
PLL環(huán)路各參數(shù)選取如下：
為得到參考時(shí)鐘(Vref)到輸出端(Vvco)的閉環(huán)噪聲曲線，搭建了圖11所示的PLL行為級模型，其中E0,E1調(diào)用analoglib里的vcvs(壓控電壓源);G0,G1調(diào)用analoglib里的vccs(壓控電流源)。
Fig11. 參考時(shí)鐘到輸出端的Test Bench
參考頻率到輸出端的閉環(huán)噪聲傳遞函數(shù)具有低通特性。對圖11建立的行為級模型進(jìn)行AC仿真，得到其幅頻特性如下圖12所示，可見其具有低通特性，公式的正確性。
Fig12. 參考時(shí)鐘到輸出端的幅頻特性曲線
Fig13. 分頻器到輸出端的Test Bench(上述兩圖均可)
分頻器到輸出端的幅頻特性曲線，如圖14所示：
Fig14. 分頻器到輸出端的幅頻特性曲線
同樣搭建PFD到輸出端的噪聲仿真圖，如圖15所示：
Fig15. PFD到輸出端的Test Bench(對其做了簡單等效)
PFD到輸出端的幅頻特性曲線，如圖16所示：
Fig16. PFD到輸出端的幅頻特性曲線
同樣搭建環(huán)路濾波器到輸出端的噪聲仿真圖，如圖17所示：
Fig17. 環(huán)路濾波器到輸出端的Test Bench(上述兩圖均可)
環(huán)路濾波器到輸出端的幅頻特性曲線，如圖18所示：
Fig18. 環(huán)路濾波器到輸出端的幅頻特性曲線
同樣搭建VCO到輸出端的噪聲仿真圖，如圖19所示：
Fig19. VCO到輸出端的Test Bench(上述兩圖均可)
VCO到輸出端的幅頻特性曲線，如圖20所示：
Fig20. VCO到輸出端的幅頻特性曲線
同一坐標(biāo)系下，PLL各噪聲結(jié)點(diǎn)到輸出端的幅頻特性曲線如下圖21所示：
Fig21. 同一坐標(biāo)系下各噪聲結(jié)點(diǎn)到輸出端的幅頻特性曲線
**2.2 **噪聲建模
用veriloga完成了PLL噪聲建模，如圖22所示，驗(yàn)證qpll的噪聲性能。模型采用傳統(tǒng)電荷泵結(jié)構(gòu)，各模塊的噪聲通過仿真或測試得到，所有噪聲均轉(zhuǎn)換為電壓噪聲(V ^2^ /Hz)。
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