如何結合低通濾波器和 ADC 驅動器來獲得 20 Vp-p 信號

驅動模擬數(shù)字轉換器 (ADC) 以獲得最佳混合信號性能是一項設計挑戰(zhàn)。圖 1 顯示了標準 ADC 驅動器電路。在 ADC 采集時間內，采樣電容器將呈指數(shù)衰減的電壓和電流反沖到 RC 濾波器中?；旌闲盘?ADC 驅動器電路的最佳性能取決于多個變量。驅動器的穩(wěn)定時間、RC 濾波器的時間常數(shù)、驅動阻抗和 ADC 采樣電容器的反沖電流在采集時間內相互作用并產生采樣誤差。采樣誤差會隨著 ADC 位數(shù)、輸入頻率和采樣頻率的增加而增加。

標準 ADC 驅動器具有大量可用于可靠設計程序的實驗數(shù)據(jù)樣本。缺乏實驗室數(shù)據(jù)來指導驅動 ADC 的低通濾波器的設計。本文介紹了一種結合了模擬低通濾波、信號壓縮和 ADC 驅動器的 LPF 驅動器電路(見圖 2)。

表1列出了圖2所示電路的性能變量。以下實驗室數(shù)據(jù)和分析可作為圖2所示電路的時間和頻率響應極限的指導。

表1：圖2所示電路的性能變量

實驗室數(shù)據(jù)和分析

衡量系統(tǒng)動態(tài)性能的兩個重要參數(shù)是信噪比 (SNR) 和總諧波失真 (THD)。最佳性能是 ADC 和信號調節(jié)級組合的結果，在本文中，信號調節(jié)級包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖 2 中所示的 LPF 驅動器電路的 –3-dB 帶寬和穩(wěn)定時間有所變化，SNR 和 THD 測量值列于表 2 至表 5 中。本文將討論測試的變量及其對系統(tǒng)性能的影響。

低通濾波器：-3dB 帶寬

將 1 MHz 信號帶寬與 1 MHz 帶寬的兩倍和一半的性能進行比較。–3 dB 點為 558 kHz、1 MHz 和 2.3 MHz，性能如表 2 所示。將截止頻率降低至 558 kHz 可降低 LPF 噪聲帶寬并提高 SNR。將截止頻率提高至 1 MHz 或 2.3 MHz 可縮短 LPF 驅動器穩(wěn)定時間并降低 THD。

圖 1：標準 ADC 驅動器和 RC 濾波器

圖 2：LPF 驅動器和 ADC 電路

表 2：三種截止頻率的 LPF 驅動器性能，R = 750 Ω

可以通過改變圖 2 中的 R 或 C 來改變截止頻率。當使用 C 電容設置截止頻率時，LPF 驅動器 THD 會較低，如果降低 R 電阻，SNR 會略有改善。如表 3 所示。

表 3：三種截止頻率的 LPF 驅動器性能，R = 412 Ω

設置 RQ 電阻

LPF 的 RQ 電阻設置時間響應。RQ 越高，過沖越大，穩(wěn)定時間越長。RQ 越低，過沖越低，穩(wěn)定時間越短。圖 3 顯示了 150 Ω 和 75 Ω RQ 電阻的 LPF 瞬態(tài)響應。LPF 驅動器已使用不同的 RQ 值進行了測試，結果如表 4 所示。

圖 3：不同 RQ 值的過沖和穩(wěn)定時間

表 4：不同 RQ 值下的 LPF 驅動器性能

根據(jù)實際測量數(shù)據(jù)，使用 75 Ω 和 150 Ω 的 RQ 對 SNR 和 THD 性能沒有顯著影響，僅僅是過沖和穩(wěn)定時間的一個因素。

ADC 采樣率

表 5 中的數(shù)據(jù)顯示，使用 LTC2387-18 在 10 MSPS 時系統(tǒng)的 THD 性能低于 15 MSPS 時(圖 2 中的 RC 驅動電容 C3 和 C4 在 10 MSPS 時為 180 pF)。

注意：LTC2387-18 和 LTC2386-18 在 10 MSPS 時的采集時間分別為 61 ns 和 50 ns。

表 5：10 MSPS 和 15 MSPS 采樣率的 LPF 驅動器性能

RC 濾波器

驅動器和 ADC 之間的 RC 濾波器用于帶寬限制，以確保在寬帶寬內實現(xiàn)低噪聲并獲得更好的 SNR。RC 值決定了 -3-dB 截止頻率。降低 R 有時會導致振鈴和不穩(wěn)定。增加 R 會增加采樣誤差。使用較低的 C 值將導致更高的電荷反沖，但允許更快的充電時間。較高的 C 值將導致較低的電荷反沖，但也會導致較慢的充電時間。此外，設置 RC 的值對于確保樣本在給定的采集時間內穩(wěn)定下來至關重要。使用數(shù)據(jù)表的推薦值和精密 ADC 驅動器工具的建議值將是一個很好的起點。

精密 ADC 驅動器工具是一款綜合工具，可幫助預測驅動器和 ADC 之間使用不同 RC 值時的系統(tǒng)性能。使用此工具可以檢查的一些參數(shù)包括采樣誤差時的電荷反沖和采集時間。

為了使用 25 Ω 和 180 pF RC 實現(xiàn)較低的 -3 dB 截止頻率，輸入信號的穩(wěn)定和電荷反沖會受到影響。為了獲得較低的 -3 dB 截止頻率并確保輸入信號在采集周期內正確穩(wěn)定，可以使用較低的采樣率。根據(jù)LTC2387-18 數(shù)據(jù)表，采集時間通常為周期時間減去 39 ns。在 15 MSPS 下優(yōu)化 LTC2387-18 可獲得 27.67 ns 的采集時間，而在 10 MSPS 下使用該部件可獲得 61 ns 的采集時間。

圖 4：不同采樣率的電荷反沖 RC_Tau 采集時間：(a) 15 MSPS 采樣率，使用 LTC2387-18 的推薦 RC 值(25 Ω 和 82 pF);(b) 15 MSPS 采樣率，使用 LTC2386-18 的推薦 RC 值(25 Ω 和 180 pF);(c) 10 MSPS 采樣率，使用 LTC2386-18 的推薦 RC 值(25 Ω 和 180 pF)

借助精密 ADC 驅動器工具，圖 4 總結了使用不同 RC 值時的反沖差異和 RC 時間常數(shù) (Tau) 以及 10 MSPS 和 15 MSPS 采樣率的采集時間。圖 4a 顯示了 LTC2387-18 在 15 MSPS 采樣率下使用推薦的 RC 值 25 Ω 和 82 pF 時的穩(wěn)定響應。圖 4b 顯示了在使用 180 pF 的 C 時更高的 RC 時間常數(shù)，這導致輸入無法在 150MSPS 采樣率的 27.6 ns 采集時間內穩(wěn)定。圖 4c 使用與圖 4b 相同的 RC(25 Ω 和 180 pF)，但當使用 10 MSPS 采樣率時，信號能夠在采集時間增加到 61 ns 后穩(wěn)定下來。

LPF 驅動電阻選擇

可以通過改變 R 或 C 來實現(xiàn) LPF 驅動器的 -3dB 截止頻率。電阻噪聲是造成系統(tǒng)總噪聲的因素之一。根據(jù)噪聲計算公式，理論上可以通過降低電阻值來降低電阻噪聲。對于此活動，已嘗試使用兩個電阻值作為 LPF 驅動器 R：750 Ω 和 412 Ω。理論上，R 越低，SNR 就越好，但從收集的數(shù)據(jù)(如表 2 和表 3 所示)來看，SNR 并沒有太大改善。相反，對 THD 性能的影響更為明顯。

LPF 電阻(圖 1 中的 R)越低，放大器所需的電流要求就越高。使用較低阻值的電阻，運算放大器的輸出電流高于最大線性電流驅動能力。

放大器驅動器選擇

在選擇要使用的 ADC 驅動器時，最佳規(guī)格對于器件的最佳性能至關重要。兩個 ADC 驅動器已用于數(shù)據(jù)收集：ADA4899-1和LTC6228。這些 ADC 驅動器是驅動 LTC2387-18 的良好選擇，LTC2387-18 已用于實驗室測量。在選擇 ADC 驅動器時考慮的一些規(guī)格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅動能力。根據(jù)所做的測試，就 THD 和 SNR 而言，ADA4899-1 和 LTC6228 的性能差異可以忽略不計。

LPF 設計和應用指南

圖 5 顯示了 LPF 電路。五個相等的電阻器(R1 至 R5)、一個用于調整 LPF 時間響應的電阻器 (RQ)、兩個相等的接地電容器(C1 和 C2)和一個反饋電容器 (C3)(其值為接地電容器的十分之一)構成了完整的 LPF 無源元件組(±1% 電阻器和 ±5% 電容器)。

圖 5：LPF 電路

簡單的 LPF 設計流程

R1 至 R5 = R，C1 和 C2 = C

為了將失真降至最低，電阻器 R1 至 R5 必須在 600 Ω 至 750 Ω 范圍內：

· 設置R = 750 Ω

· C = 1.5E9/f 3 dB最接近標準 5% 電容(單位：pF)，f 3 dB為 LPF –3-dB 頻率(注 2)

· 例如：如果 f 3 dB為 1 MHz，則 C = (1.5E9)/(1E6) = 1,500 pF

· C3=C/10

· RQ = R/5 或 R/10(注釋 3 和 4)

注 1：簡單的濾波器設計只需要一個計算器，無需非線性 s 域方程。

注 2：如果 R = 619 Ω，則 C = 1.8E9/f 3 dB，f 3 dB是 LPF –3-dB 頻率。

注 3： RQ = R/5 可實現(xiàn)最大阻帶衰減，或 R/10 可實現(xiàn)低過沖和快速穩(wěn)定。

對于RQ/5和RQ/10，在10× f –3 dB處，阻帶衰減分別為–70 dB和–62 dB 。

注釋 4：如果 RQ = R/10，則 –3 dB 頻率比 RQ = R/ 5 時低 7%，因此 R1 至 R5 為 RQ/5 時 R 的 0.93×。

注釋 5：從 LPF 驅動器差分輸出到 ADC 輸入的 PCB 走線距離必須為 1 英寸或更小。

注釋 6： LPF 運算放大器的 V CC和 V EE分別為 6 V 和 –1 V，輸出線性電壓擺幅為 0 V 至 4.098 V。

結論

表 2 至表 5 中的 SNR 和 THD 數(shù)據(jù)提供了對圖 2 所示電路性能的洞察。通過增加電容來降低 LPF 帶寬可以提高 SNR(降低 LPF 噪聲帶寬)。較低的 LPF 帶寬會增加失真(因為 LPF 穩(wěn)定時間比實現(xiàn)最小采樣誤差所需的時間長)。此外，如果 LPF 電阻值太低，則 THD 會降低，因為 LPF 運算放大器會驅動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻(在運算放大器輸出電流較高時，失真會增加)。

對于 LTC2387-18 ADC，如果使用 10 MSPS 采樣頻率，LPF 通帶必須為 1 MHz 或更高，才能最大程度降低 THD。將 LPF 設置為 1 MHz 是 SNR、THD 和足夠的 ADC 混疊保護的任意折衷。

設計參考：ADI 的精密 ADC 驅動器工具

模數(shù)轉換器