總結(jié)開關(guān)電源8大損耗

要提高開關(guān)電源的效率，就必須分辨和粗略估算各種損耗。開關(guān)電源內(nèi)部的損耗大致可分為四個(gè)方面：開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗、附加損耗和電阻損耗。這些損耗通常會(huì)在有損元器件中同時(shí)出現(xiàn)，下面將分別討論。

能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實(shí)際應(yīng)用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率，但是，一個(gè)高質(zhì)量的電源效率可以達(dá)到非常高的水平，效率接近95%。絕大多數(shù)電源IC 的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數(shù)據(jù)資料中給出了這些參數(shù)。一般廠商會(huì)給出實(shí)際測量的結(jié)果，但我們只能對我們自己的數(shù)據(jù)擔(dān)保。給出了一個(gè)SMPS 降壓轉(zhuǎn)換器的電路實(shí)例，轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到97%，即使在輕載時(shí)也能保持較高效率。采用什么秘訣才能達(dá)到如此高的效率?我們最好從了解SMPS 損耗的公共問題開始，開關(guān)電源的損耗大部分來自開關(guān)器件(MOSFET 和二極管)，另外小部分損耗來自電感和電容。但是，如果使用非常廉價(jià)的電感和電容(具有較高電阻)，將會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗明顯增大。選擇IC 時(shí)，需要考慮控制器的架構(gòu)和內(nèi)部元件，以期獲得高效指標(biāo)。例如采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內(nèi)部集成低導(dǎo)通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。

降壓型SMPS

損耗是任何SMPS 架構(gòu)都面臨的問題，我們在此以圖2 所示降壓型(或buck)轉(zhuǎn)換器為例進(jìn)行討論，圖中標(biāo)明各點(diǎn)的開關(guān)波形，用于后續(xù)計(jì)算。

降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個(gè)較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。為了達(dá)到這個(gè)要求，MOSFET 以固定頻率(fS)，在脈寬調(diào)制信號(hào)(PWM)的控制下進(jìn)行開、關(guān)操作。當(dāng)MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負(fù)載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路。

當(dāng)MOSFET 斷開時(shí)，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負(fù)載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2 所示。MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間定義為PWM 信號(hào)的占空比(D)。D 把每個(gè)開關(guān)周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應(yīng)于MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間(環(huán)路1)和二極管的導(dǎo)通時(shí)間(環(huán)路2)。所有SMPS 拓?fù)?降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關(guān)周期，實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。

對于降壓轉(zhuǎn)換電路，較大的占空比將向負(fù)載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓也會(huì)降低。根據(jù)這個(gè)關(guān)系，可以得到以下理想情況下(不考慮二極管或MOSFET 的壓降)降壓型SMPS 的轉(zhuǎn)換公式：

VOUT = D × VIN

IIN = D × IOUT

需要注意的是，任何SMPS 在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長，那么它在這個(gè)狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，D 越低(相應(yīng)的VOUT 越低)，回路2 產(chǎn)生的損耗也大。

1、開關(guān)器件的損耗 MOSFET 傳導(dǎo)損耗

(以及其它絕大多數(shù)DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)?中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。相關(guān)損耗主要包括兩部分：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。

MOSFET 和二極管是開關(guān)元件，導(dǎo)通時(shí)電流流過回路。器件導(dǎo)通時(shí)，傳導(dǎo)損耗分別由MOSFET 的導(dǎo)通電阻(RDS(ON))和二極管的正向?qū)妷簺Q定。

MOSFET 的傳導(dǎo)損耗(PCOND(MOSFET))近似等于導(dǎo)通電阻RDS(ON)、占空比(D)和導(dǎo)通時(shí)MOSFET 的平均電流(IMOSFET(AVG))的乘積。

PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = IMOSFET(AVG)2 × RDS(ON) × D

上式給出了SMPS 中MOSFET 傳導(dǎo)損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因?yàn)殡娏骶€性上升時(shí)所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計(jì)算得到的功耗。對于“峰值”電流，更準(zhǔn)確的計(jì)算方法是對電流峰值和谷值(圖3 中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進(jìn)行積分得到估算值。典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET 電流波形，用于估算MOSFET 的傳導(dǎo)損耗

下式給出了更準(zhǔn)確的估算損耗的方法，利用IP 和IV 之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項(xiàng)。

PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D

= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN

式中，IP 和IV 分別對應(yīng)于電流波形的峰值和谷值，如圖3 所示。MOSFET 電流從IV 線性上升到IP，例如：如果IV 為0.25A，IP 為1.75A，RDS(ON)為0.1Ω，VOUT 為VIN/2 (D = 0.5)，基于平均電流(1A)的計(jì)算結(jié)果為：

PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

利用波形積分進(jìn)行更準(zhǔn)確的計(jì)算：

PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進(jìn)行計(jì)算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

或近似為78%，高于按照平均電流計(jì)算得到的結(jié)果。對于峰均比較小的電流波形，兩種計(jì)算結(jié)果的差別很小，利用平均電流計(jì)算即可滿足要求。

2、二極管傳導(dǎo)損耗

MOSFET 的傳導(dǎo)損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導(dǎo)損耗則在很大程度上取決于正向?qū)妷?VF)。二極管通常比MOSFET 損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF 和導(dǎo)通時(shí)間成正比。由于MOSFET 斷開時(shí)二極管導(dǎo)通，二極管的傳導(dǎo)損耗(PCOND(DIODE))近似為：

PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)

式中，IDIODE(ON)為二極管導(dǎo)通期間的平均電流。圖2 所示，二極管導(dǎo)通期間的平均電流為IOUT，因此，對于降壓型轉(zhuǎn)換器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：

PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)

與MOSFET 功耗計(jì)算不同，采用平均電流即可得到比較準(zhǔn)確的功耗計(jì)算結(jié)果，因?yàn)槎O管損耗與I 成正比，而不是I2。

顯然，MOSFET 或二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長，傳導(dǎo)損耗也越大。對于降壓型轉(zhuǎn)換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因?yàn)樗幱趯?dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間越長。

3、開關(guān)動(dòng)態(tài)損耗

由于開關(guān)損耗是由開關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET 和二極管的開關(guān)損耗，器件從完全導(dǎo)通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導(dǎo)通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過程中會(huì)產(chǎn)生功率損耗。圖4 所示MOSFET 的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET 在過渡過程中的開關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET 的電容進(jìn)行充電、放電。

VDS 降到最終導(dǎo)通狀態(tài)(= ID × RDS(ON))之前，滿負(fù)荷電流(ID)流過MOSFET。相反，關(guān)斷時(shí)，VDS 在MOSFET 電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開關(guān)過程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開關(guān)損耗的來源，從圖4 可以清楚地看到這一點(diǎn)。開關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET 通、斷期間的過渡過程開關(guān)損耗隨著SMPS 頻率的升高而增大，這一點(diǎn)很容易理解，隨著開關(guān)頻率提高(周期縮短)，開關(guān)過渡時(shí)間所占比例增大，從而增大開關(guān)損耗。開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中，開關(guān)時(shí)間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)時(shí)間為占空比的十分之一的情況。由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時(shí)，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。MOSFET 的開關(guān)損耗(PSW(MOSFET))可以按照圖3 所示三角波進(jìn)行估算，公式如下：

PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

其中，VD 為MOSFET 關(guān)斷期間的漏源電壓，ID 是MOSFET 導(dǎo)通期間的溝道電流，tSW(ON)和tSW(OFF)是導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間。對于降壓電路轉(zhuǎn)換，VIN 是MOSFET 關(guān)斷時(shí)的電壓，導(dǎo)通時(shí)的電流為IOUT。

為了驗(yàn)證MOSFET 的開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，圖5 給出了降壓轉(zhuǎn)換器中集成高端MOSFET 的典型波形：VDS和IDS。電路參數(shù)為：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、開關(guān)瞬變時(shí)間(tON + tOFF)總計(jì)為38ns。

在圖5 可以看出，開關(guān)變化不是瞬間完成的，電流和電壓波形交疊部分導(dǎo)致功率損耗。MOSFET“導(dǎo)通”時(shí)(圖2)，流過電感的電流IDS 線性上升，與導(dǎo)通邊沿相比，斷開時(shí)的開關(guān)損耗更大。

利用上述近似計(jì)算法，MOSFET 的平均損耗可以由下式計(jì)算：

PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)

= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106

= 0.011 + 0.095 = 106mW

這一結(jié)果與曲線測量得到的117.4mW 接近，注意：這種情況下，fS 足夠高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素降壓轉(zhuǎn)換器高端MOSFET 的典型開關(guān)周期，輸入10V、輸出3.3V (輸出電流500mA)。開關(guān)頻率為1MHz，開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)間是38ns。

與MOSFET 相同，二極管也存在開關(guān)損耗。這個(gè)損耗很大程度上取決于二極管的反向恢復(fù)時(shí)間(tRR)，二極管開關(guān)損耗發(fā)生在二極管從正向?qū)ǖ椒聪蚪刂沟霓D(zhuǎn)換過程。

當(dāng)反向電壓加在二級管兩端時(shí)，正向?qū)娏髟诙O管上產(chǎn)生的累積電荷需要釋放，產(chǎn)生反向電流尖峰(IRR(PEAK))，極性與正向?qū)娏飨喾?，從而造成V × I 功率損耗，因?yàn)榉聪蚧謴?fù)期內(nèi)，反向電壓和反向電流同時(shí)存在于二極管。給出了二極管在反向恢復(fù)期間的PN 結(jié)示意圖。二極管結(jié)反偏時(shí)，需要釋放正向?qū)ㄆ陂g的累積電荷，產(chǎn)生峰值電流(IRR(PEAK))。

了解了二極管的反向恢復(fù)特性，可以由下式估算二極管的開關(guān)損耗(PSW(DIODE))：

PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS

其中，VREVERSE 是二極管的反向偏置電壓，IRR(PEAK)是反向恢復(fù)電流的峰值，tRR2 是從反向電流峰值IRR 到恢復(fù)電流為正的時(shí)間。對于降壓電路，當(dāng)MOSFET 導(dǎo)通的時(shí)候，VIN 為MOSFET 導(dǎo)通時(shí)二極管的反向偏置電壓。

為了驗(yàn)證二極管損耗計(jì)算公式，圖7 顯示了典型的降壓轉(zhuǎn)換器中PN 結(jié)的開關(guān)波形，VIN = 10V、VOUT =3.3V，測得IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用這些數(shù)值可以得到：

該結(jié)果接近于測量結(jié)果358.7mW?？紤]到較大的VF和較長的二極管導(dǎo)通周期，tRR 時(shí)間非常短，開關(guān)損耗(PSW(DIODE))在二極管損耗中占主導(dǎo)地位。降壓型轉(zhuǎn)換器中PN 結(jié)開關(guān)二極管的開關(guān)波形，從10V 輸入降至3.3V 輸出，輸出電流為500mA。其它參數(shù)包括：1MHz 的fS，tRR2 為28ns，VF = 0.9V。

提高效率

基于上述討論，通過哪些途徑可以降低電源的開關(guān)損耗呢?直接途徑是：選擇低導(dǎo)通電阻RDS(ON)、可快速切換的MOSFET;選擇低導(dǎo)通壓降VF、可快速恢復(fù)的二極管。

直接影響MOSFET 導(dǎo)通電阻的因素有幾點(diǎn)，通常增加芯片尺寸和漏源極擊穿電壓(VBR(DSS))，由于增加了器件中的半導(dǎo)體材料，有助于降低導(dǎo)通電阻RDS(ON)。另一方面，較大的MOSFET 會(huì)增大開關(guān)損耗。因此，雖然大尺寸MOSFET 降低了RDS(ON)，但也導(dǎo)致小器件可以避免的效率問題。當(dāng)管芯溫度升高時(shí)，MOSFET 導(dǎo)通電阻會(huì)相應(yīng)增大。必須保持較低的結(jié)溫，使導(dǎo)通電阻RDS(ON)不會(huì)過大。導(dǎo)通電阻RDS(ON)和柵源偏置電壓成反比，因此，推薦使用足夠大的柵極電壓以降低RDS(ON)損耗，但此時(shí)也會(huì)增大柵極驅(qū)動(dòng)損耗，需要平衡降低RDS(ON)的好處和增大柵極驅(qū)動(dòng)的缺陷。MOSFET 的開關(guān)損耗與器件電容有關(guān)，較大的電容需要較長的充電時(shí)間，使開關(guān)切換變緩，消耗更多能量。米勒電容通常在MOSFET 數(shù)據(jù)資料中定義為反向傳輸電容(CRSS)或柵-漏電容(CGD)，在開關(guān)過程中對切換時(shí)間起決定作用。

米勒電容的充電電荷用QGD 表示，為了快速切換MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來說，MOSFET 的電容和芯片尺寸成反比，因此必須折衷考慮開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，同時(shí)也要謹(jǐn)慎選擇電路的開關(guān)頻率。對于二極管，必須降低導(dǎo)通壓降，以降低由此產(chǎn)生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的硅二極管，導(dǎo)通壓降一般在0.7V 到1.5V 之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會(huì)影響導(dǎo)通壓降和反向恢復(fù)時(shí)間，大尺寸二極管通常具有較高的VF 和tRR，這會(huì)造成比較大的損耗。開關(guān)二極管一般以速度劃分，分為“高速”、“甚高速”和“超高速”二極管，反向恢復(fù)時(shí)間隨著速度的提高而降低。

快恢復(fù)二極管的tRR 為幾百納秒，而超高速快恢復(fù)二極管的tRR 為幾十納秒。低功耗應(yīng)用中，替代快恢復(fù)二極管的一種選擇是肖特基二極管，這種二極管的恢復(fù)時(shí)間幾乎可以忽略，反向恢復(fù)電壓VF 也只有快恢復(fù)二極管的一半(0.4V 至1V)，但肖特基二極管的額定電壓和電流遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于快恢復(fù)二極管，無法用于高壓或大功率應(yīng)用。另外，肖特基二極管與硅二極管相比具有較高的反向漏電流，但這些因素并不限制它在許多電源中的應(yīng)用。然而，在一些低壓應(yīng)用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導(dǎo)損耗也無法接受。比如，在輸出為1.5V 的電路中，即使使用0.5V 導(dǎo)通壓降VF 的肖特基二極管，二極管導(dǎo)通時(shí)也會(huì)產(chǎn)生33%的輸出電壓損耗!為了解決這一問題，可以選擇低導(dǎo)通電阻RDS(ON)的MOSFET實(shí)現(xiàn)同步控制架構(gòu)。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路)，它與電源的主MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個(gè)導(dǎo)通。導(dǎo)通的二極管由導(dǎo)通的MOSFET 所替代，二極管的高導(dǎo)通壓降VF 被轉(zhuǎn)換成MOSFET 的低導(dǎo)通壓降(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導(dǎo)損耗。當(dāng)然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降，另一方面，驅(qū)動(dòng)同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。

IC數(shù)據(jù)資料 以上討論了影響開關(guān)電源效率的兩個(gè)重要因素(MOSFET 和二極管)。從數(shù)據(jù)資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。首先，開關(guān)元件集成在IC 內(nèi)部，可以節(jié)省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導(dǎo)通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其NMOS 和PMOS 的導(dǎo)通電阻可以達(dá)到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后，使用的同步整流電路。對于500mA 負(fù)載，占空比為50%的開關(guān)電路，可以將低邊開關(guān)(或二極管)的損耗從225mW (假設(shè)二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構(gòu)，并進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，可以有效提高轉(zhuǎn)換效率。

4、集成功率開關(guān)

功率開關(guān)集成到IC 內(nèi)部時(shí)可以省去繁瑣的MOSFET 或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應(yīng)，可以在一定程度上提高效率。根據(jù)功率等級和電壓限制，可以把MOSFET、二極管(或同步整流MOSFET)集成到芯片內(nèi)部。將開關(guān)集成到芯片內(nèi)部的另一個(gè)好處是柵極驅(qū)動(dòng)電路的尺寸已經(jīng)針對片內(nèi)MOSFET 進(jìn)行了優(yōu)化，因而無需將時(shí)間浪費(fèi)在未知的分立MOSFET 上。

靜態(tài)電流

電池供電設(shè)備特別關(guān)注IC 規(guī)格中的靜態(tài)電流(IQ)，它是維持電路工作所需的電流。重載情況下(大于十倍或百倍的靜態(tài)電流IQ)，IQ 對效率的影響并不明顯，因?yàn)樨?fù)載電流遠(yuǎn)大于IQ，而隨著負(fù)載電流的降低，效率有下降的趨勢，因?yàn)镮Q 對應(yīng)的功率占總功率的比例提高。這一點(diǎn)對于大多數(shù)時(shí)間處于休眠模式或其它低功耗模式的應(yīng)用尤其重要，許多消費(fèi)類產(chǎn)品即使在“關(guān)閉”狀態(tài)下，也需要保持鍵盤掃描或其它功能的供電，這時(shí)，無疑需要選擇具有極低IQ的電源。

電源架構(gòu)對效率的提高

SMPS 的控制架構(gòu)是影響開關(guān)電源效率的關(guān)鍵因素之一。這一點(diǎn)我們已經(jīng)在同步整流架構(gòu)中討論過，由于采用低導(dǎo)通電阻的MOSFET 取代了功耗較大的開關(guān)二極管，可有效改善效率指標(biāo)。

另一種重要的控制架構(gòu)是針對輕載工作或較寬的負(fù)載范圍設(shè)計(jì)的，即跳脈沖模式，也稱為脈沖頻率調(diào)制(PFM)。與單純的PWM 開關(guān)操作(在重載和輕載時(shí)均采用固定的開關(guān)頻率)不同，跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開關(guān)周期，可以節(jié)省不必要的開關(guān)操作，進(jìn)而提高效率。

跳脈沖模式下，在一段較長時(shí)間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負(fù)載，以維持輸出電壓。當(dāng)然，隨著負(fù)載吸收電流，輸出電壓也會(huì)跌落。當(dāng)電壓跌落到設(shè)置門限時(shí)，將開啟一個(gè)新的開關(guān)周期，為電感充電并補(bǔ)充輸出電壓。

需要注意的是跳脈沖模式會(huì)產(chǎn)生與負(fù)載相關(guān)的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM 控制架構(gòu)不同)，很難濾除。