誤差放大器輸出鉗位電路設計

1、整流橋并聯(lián)

在小功率設計中，一般很少用到整流橋的并聯(lián)，但在某些大功率輸出的情況下，不想增添新的器件單個整流橋電流又不滿足輸入功率要求，就需要用到整流橋的并聯(lián)了，整流橋的并聯(lián)不能采用兩個整流橋各自整流后直流并聯(lián)的方式，也就是不能采用圖1的方式，因為整流橋沒有配對，單純靠自身的V-I特性，一般是無法均流的，這樣就會造成兩個整流橋發(fā)熱不一致。而采用圖2的方式，通常認為在一個封裝內的兩個二極管是非常匹配的，是可以均分電流的，所以采用圖2的方式就可以實現整流橋的并聯(lián)了。

2、浮地驅動

在驅動電路設計中，經常會提到MOS管需要浮地驅動，那么什么是浮地驅動呢?簡單的說就是MOS管的S極與控制IC的地不是直接相連的，也就是說不是共地的。以我們常用的BUCK電路為例，如下圖：控制IC的地一般是與輸入電源的地共地的，而MOS管的S極與輸入電源的地之間還有一個二極管，所以控制IC的驅動信號不能直接接到MOS管的柵極，而需要額外的驅動電路或驅動IC，比如變壓器隔離驅動或類似IR2110這樣的帶自舉電路的驅動芯片。

當然還有另外的方式，那就是采用別的方式給控制IC供電，然后將控制IC的地連接到MOS管的S端，這樣就不是浮地了，控制IC的輸出就可以直接驅動MOS管。

3、滯環(huán)比較器

在保護電路中，為了防止保護電路在保護點附近來回震蕩，所以一般都增加一定的滯環(huán)。

在下圖中，1M電阻就起到滯環(huán)的作用，如果沒有1M電阻，很明顯，VF電壓達到2.5V運放輸出低電平，低于2.5V，運放輸出高電平。增加1M電阻后，在運放輸出低電平時，6腳電平為0.7+(2.5-0.7)*1000/1010=2.48V。當VF低于6腳電平后，7腳輸出高電平(如果運放供電15V，7腳輸出可按照14V計算)可以計算此時6腳電平為2.5+(14-2.5)*10/1010=2.61V，如果這是一個輸入欠壓保護電路，且VF為100：1的取樣，則當輸入電壓高于261V，電路正常工作，當電壓低于248V才會欠壓保護，這樣就增強了保護電路的抗干擾能力。

一般經常用到滯環(huán)比較器的地方有：過欠壓保護電路、轉燈電路等。

4、誤差放大器輸出鉗位電路

設計電源中，無論是恒壓源還是恒流源，只要是閉環(huán)控制，總少不了誤差放大器，在進入閉環(huán)之前，誤差放大器輸出電壓為最高值，正常來說，誤差放大器供電一般在15V左右，則誤差放大器的輸出在開環(huán)的時候為14V左右，隨著輸入信號的增加，達到穩(wěn)壓(穩(wěn)流)點后，誤差放大器從最高點開始降低直到閉環(huán)需要的值，在誤差放大器輸出降低過程中，時間越常自然輸出超調越大電路越不容易進入穩(wěn)定。

增加一個二極管+穩(wěn)壓管后，可以在一定程度上改善這個問題，如下圖所示，如果穩(wěn)壓管是5V的，那么在開環(huán)的時候，誤差放大器輸出被鉗位在6V左右，這樣當進入閉環(huán)的時候，誤差放大器輸出就不是從14V開始下降而是從6V左右，降低到閉環(huán)需要的電壓值自然需要的時間就短，電路就越容易進入穩(wěn)定。

大家可以去看看IC內部的誤差放大器輸出，無論IC供電電壓多少伏，誤差放大器輸出電壓的最大值應該都不會是IC供電電壓，而是6V左右吧，不知道是不是也是基于這個原因。

5、雙環(huán)控制系統(tǒng)的切換

在設計電路中，帶有限流功能的恒壓源及帶有限壓功能的恒流源相信大家都不陌生，很多網友在設計電路的時候，有時候會采用下圖所示電路，一個穩(wěn)壓環(huán)一個穩(wěn)流環(huán)，逐漸增加負載，穩(wěn)流環(huán)輸出低電平進入限流，當負載減小退出限流的時候，穩(wěn)壓環(huán)需要一個切換時間，那么就出現了兩環(huán)路都不工作的一個空白區(qū)，在這時間內，電路相當于開環(huán)，對電路來說，總歸不是好事。 但如果第二個電路，就不存在這樣的問題，限流的時候，穩(wěn)流環(huán)拉低穩(wěn)壓環(huán)的基準，在這個過程中，兩個環(huán)路都在工作，即使在限流過程中，突然斷開負載，由于穩(wěn)壓環(huán)一直在工作，所以在很短時間內電路就會進入穩(wěn)定。而不會出現上述電路的空白區(qū)。

6、漏感的測量

在電源變壓器設計過程中，相信大家都很清楚變壓器的漏感如何測量，很多網友經常在帖子里提到，我的變壓器電感1mH漏感600uH，如果你也測量到這種情況，那么最好再確認一下，因為我們知道漏感儲存的能量是無法傳遞到副邊的，如果你的變壓器參數如上所說，你想想你的變壓器的效率會有多少?還有的網友會納悶，自己繞的變壓器明明漏感測試的不大，為什么在應用中會出現那么大的尖峰?因為在實際工作中，不僅僅變壓器的漏感在起作用，你的布線電感也在起作用。

正確的測試漏感的方法應該是其余器件先不焊，將變壓器首先焊接在PCB上，然后用粗短線將MOS管，輸出整流二極管短接，將輸出濾波電容短接，從輸入濾波電容測量進去得到的是輸入的漏感。將輸入濾波電容短接，從輸出濾波電容測量進入，得到的是輸出端的漏感，這樣的測試方法考慮了PCB的分布電感，更接近實際的情況。

7、MOS管的驅動

借用一個圖，這個圖是過欠壓、過流保護的電路，分別通過兩個光耦控制驅動信號，正常情況下光耦導通，MOS管導通，出現異常后光耦切斷，MOS管斷開，這個圖至少有兩個明顯的錯誤，大家看看在哪里。(R6R7為1k，R25R26為10k)

8、反饋電路中兩個電阻的選擇依據

以384X電路為例，常用的光藕隔離反饋電路接法有兩種，一種是將2腳接地，光藕4腳接1腳，通過拉低1腳的電平來實現穩(wěn)壓。

有的人覺得這種方式不合理，會采用下圖的方式，這種方式也是一樣的道理，這里以下圖為例說明電阻R5及R6的選擇。

電路中，R7、R8接成比例放大，放大倍數為1，也就是R7=R8，電容C2主要起濾波作用，我一般選擇的很小100P。如果電流采樣信號在0-1V范圍內，電路都正常工作，對應COMP端電壓，就是就是1V--4.4V(內部二極管壓降認為0.7V，1V為PDF提供的最低工作電壓)那么折算到R6上電壓應該能在0.6V--4V變化。如果光藕傳輸比為β，則可以得到下面的式子 4≤R6*(V0-2.5-1.1)*β/R5

也就是說，當光藕原邊流過最大電流的時候，副邊電流在R6上的壓降應不小于4V。至于R5的選擇，我在另一個帖子提到，一般光偶原邊電流控制在5mA即可，這樣就可以選擇R6的值。

9、小功率反激類電源的調試

小功率反激類輸出電源，對于經常設計的人來說，基本都是空載或輕載直接上電，由于 已經輕車熟路，所以基本不會有什么問題，主要問題在于參數的優(yōu)化。但對于菜鳥或新手來說，有時候電路原理還不是很明了，想通過動手來加強印象，如果自己做出來的電源直接上電，估計炸機的可能性會超過一半，所以還是循序漸進好一些。首先，單獨給控制IC供電，看看IC工作是否正常，主要看頻率及MOS管的驅動信號，如果單獨供電，IC都工作不正常的話，你如果直接上電后果是什么不用說了吧?IC單獨供電正常后，我一般都是找一個帶限流功能的直流輸出電源給自己設計的電源供電，然后空載上電，看輸出電壓是否正常，由于直流輸出電源帶限流功能，所以即使存在問題也是供電電源限流保護，空載輸出電壓正常再逐漸加載。如果沒有帶限流功能的直流電源，我的意見也不要貿然直接加交流，可以在交流輸入端串聯(lián)一個白熾燈做限流功能，然后看空載是否正常，如果正常后再將白熾燈去掉加交流，這樣會安全一些。

10、交叉調整率是如何產生的

上面這個圖，如果沒有R及L，就是一個很普通的反激電路輸出整流的兩個繞組，在這里，R為變壓器及布線部分的直流阻抗，L為變壓器繞組的漏感，N1N2就是理想的變壓器繞組了。對于理想的變壓器繞組，繞組電壓正比于匝比，也即是如果5匝繞組輸出5V，那么10匝繞組輸出就是10V。

如果第一個繞組是穩(wěn)壓5V輸出的，在空載情況下，繞組基本沒有電流，R1、L1上壓降可以不考慮，二極管壓降為電流是零時候的壓降值。這個時候N1繞組電壓可以認為是輸出電壓5V+二極管壓降0.4V。那么10匝繞組的電壓就是2*(5+0.4)=10.8V，繞組空載的時候，輸出電壓為10.4V，隨著第二個繞組帶載電流增大，電阻R2及L2上壓降增加，二極管V2壓降也增加，那么C2上電壓逐漸開始降低，這個電壓的變化為N2繞組的負載調整率，而不是交叉調整率。

在輔繞組負載不變的情況下，如果主繞組帶載變化，隨著電流的增加，R1、L1及V1的壓降都會增加，從而引起N1繞組電壓的增加(因為要保證C1上電壓不變)。假設主繞組帶載后N1繞組電壓由原來的5.4V變成了6V.那么N2繞組的電壓將變成12V，輸出電容C2上的電壓就會變成11.6V，這個由于主繞組帶載而引起的輔繞組電壓由10.4V變成了11.6V的情況，就是交叉調整率。

在看下一頁時，我們有必要了解一下以下信息：

★在變壓器之前的所有電路及模塊稱為“primary”(一次側)，在變壓器之后的所有電路及模塊稱為“secondary”(二次側);

★采用主動式PFC設計的電源不具備110 V/ 220 V轉換器，同時也沒有電壓倍壓器;

★對于沒有PFC電路的電源而言，如果110 V / 220 V被設定為110 V時，電流在進入整流橋之前，電源本身將會利用電壓倍壓器將110 V提升至220 V左右;

★PC電源上的開關管由一對功率MOSFET管構成，當然也有其他的組合方式，之后我們將會詳解;

★變壓器所需波形為方形波，所以通過變壓器后的電壓波形都是方形波，而非正弦波;

★PWM控制電流往往都是集成電路，通常是通過一個小的變壓器與一次側隔離，而有時候也可能是通過耦合芯片(一種很小的帶有LED和光電晶體管的IC芯片)和一次側隔離;

★PWM控制電路是根據電源的輸出負載情況來控制電源的開關管的閉合的。如果輸出電壓過高或者過低時，PWM控制電路將會改變電壓的波形以適應開關管，從而達到?！镎敵鲭妷旱哪康?

下一頁我們將通過圖片來研究電源的每一個模塊和電路，通過實物圖形象的告訴你在電源中何處能找到它們。

三、看圖說話：電源內部揭秘

當你第一次打開一臺電源后(確保電源線沒有和市電連接，否則會被電到)，你可能會被里面那些奇奇怪怪的元器件搞得暈頭轉向，但是有兩樣東西你肯定認識：電源風扇和散熱片。

開關電源內部

但是您應該很容易就能分辨出電源內部哪些元器件屬于一次側，哪些屬于二次側。一般來講，如果你看到一個(采用主動式PFC電路的電源)或者兩個(無PFC電路的電源)很大的濾波電容的話，那一側就是一次側。

一般情況下，在電源的兩個散熱片之間都會安排3個變壓器，比如說圖7所示，主變壓器是最大個的那顆;中等“體型”的那顆往往負責+5VSB輸 出，而最小的那顆一般用于PWM控制電路，主要用于隔離一次側和二次側部分(這也是為什么在上文圖3和圖4中的變壓器上貼著“隔離器”的標簽)。有些電源 并不把變壓器當“隔離器”來用，而是采用一顆或者多顆光耦(看起來像是IC整合芯片)，也即說采用這種設計方案的電源只有兩個變壓器——主變壓器和輔變壓 器。

電源內部一般都有兩個散熱片，一個屬于一次側，另一個屬于二次側。如果是一臺主動式PFC電源，那么它的在一次側的散熱片上，你可以看到開關 管、PFC晶體管以及二極管。這也不是絕對的，因為也有些廠商可能會選擇將主動式PFC組件安裝到獨立的散熱片上，此時在一次側會有兩個散熱片。

在二次側的散熱片上，你會發(fā)現有一些整流器，它們看起來和三極管有點像，但事實上，它們都是由兩顆功率二極管組合而成的。

在二次側的散熱片旁邊，你還會看到很多電容和電感線圈，共同共同組成了低壓濾波模塊——找到它們也就找到了二次側。

區(qū)分一次側和二次側更簡單的方法就是跟著電源的線走。一般來講，與輸出線相連的往往是二次側，而與輸入線相連的是一次側(從市電接入的輸入線)。如圖7所示。

區(qū)分一次側和二次側

以上我們從宏觀的角度大致介紹了一下一臺電源內部的各個模塊。下面我們細化一下，將話題轉移到電源各個模塊的元器件上來……

四、瞬變?yōu)V波電路解析

市電接入PC開關電源之后，首先進入瞬變?yōu)V波電路(Transient Filtering)，也就是我們常說的EMI電路。下圖8描述的是一臺PC電源的“推薦的”的瞬變?yōu)V波電路的電路圖。

瞬變?yōu)V波電路的電路圖

為什么要強調是“推薦的”的呢?因為市面上很多電源，尤其是低端電源，往往會省去圖8中的一些元器件。所以說通過檢查EMI電路是否有縮水就可以來判斷你的電源品質的優(yōu)劣。

EMI電路電路的主要部件是MOV (l Oxide Varistor，金屬氧化物壓敏電阻)，或者壓敏電阻(圖8中RV1所示)，負責抑制市電瞬變中的尖峰。MOV元件同樣被用在浪涌抑制器上(surge suppressors)。

盡管如此，許多低端電源為了節(jié)省成本往往會砍掉重要的MOV元件。對于配備MOV元件電源而言，有無浪涌抑制器已經不重要了， 因為電源已經有了抑制浪涌的功能。

圖8中的L1 and L2是鐵素體線圈;C1 and C2為圓盤電容，通常是藍色的，這些電容通常也叫“Y”電容;C3是金屬化聚酯電容，通常容量為100nF、470nF或680nF，也叫“X”電容;有 些電源配備了兩顆X電容，和市電并聯(lián)相接，如圖8 RV1所示。

X電容可以任何一種和市電并聯(lián)的電容;Y電容一般都是兩兩配對，需要串聯(lián)連接到火、零之間并將兩個電容的中點通過機箱接地。也就是說，它們是和市電并聯(lián)的。

瞬變?yōu)V波電路不僅可以起到給市電濾波的作用，而且可以阻止開關管產生的噪聲干擾到同在一根市電上的其他電子設備。