音頻功率放大器的溫度漂移補償

本文介紹了一種補償直接耦合 AB 類音頻功率放大器輸出中的直流電壓漂移的技術。

直接耦合輸出的主要好處是改善低音響應。由于該設計消除了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到顯著改善。

圖 1顯示了電容器耦合輸出，其中截止低頻由負載(通常為 8Ω)和電容器 Cc 決定。在此示例中，電容器 Cc 阻止輸出中可能出現(xiàn)的任何直流偏移。

圖1電容耦合輸出的截止低頻由負載、電容Cc和輸出網絡決定。

這不是直接耦合對應部分的情況(圖 2)。它的下限截止頻率不受輸出的限制，因此前級的任何波動都會引起DC值波動，從而導致有直流電流流過負載(揚聲器)。除了降低放大器的動態(tài)范圍和 THD 之外，這也是為什么有時我們在打開或關閉分立音頻放大器時會聽到“咔噠”噪音的原因。

圖 2直接耦合輸出的下限截止頻率不受輸出限制。

為了解決這個問題，我們首先進行深入分析，以了解分立雙極結型晶體管 (BJT) 音頻放大器的直流偏移背后的原因。接下來，我們將設計一種方法來消除或至少減輕這個問題。

讓我們首先創(chuàng)建一個簡單的放大器模型，包括主級。

圖 3這是放大器的簡單模型。

顧名思義，VAS(電壓放大器級)是放大來自輸入的信號的系統(tǒng)元件，通過驅動級(通常是共發(fā)射極)驅動 AB 級。驅動器連接到 AB 級，這是一個提供高電流增益的互補射極跟隨器。最后，負反饋環(huán)路影響VAS級的增益，使整個系統(tǒng)線性且穩(wěn)定。

VAS 級通常使用差分放大器架構構建，其中一側接收輸入信號，另一側接收負反饋信號。為了簡單起見，讓我們用運算放大器代替 VAS(只是為了說明偏移問題)，并從數(shù)學角度更深入地分析我們一直在討論的級與偏移之間的關系。

圖 4這個 VAS 和驅動器的簡化模型將為我們提供有關輸出直流偏移的寶貴見解。

圖 4顯示了簡化的 VAS 和驅動程序。這個簡單的模型將為我們提供有關輸出直流偏移的寶貴見解。 R1和R2形成局部負反饋，而Rf1和Rf2形成全局負反饋網絡。驅動器通常是共發(fā)射極級，產生負增益 -G。為簡單起見，忽略 AB 級，因為對于射極跟隨器來說，電壓增益約為 -1。

VAS增益由R1和R2之間的關系決定，R2>>R1且V a1 =V a2 =V a。驅動器增益非常高，因此整個放大器增益由Rf1和Rf2之間的關系決定：

(V in -V a )/R 1 = (V a -V o' )/R 2

V a = V o * R f2 /(R f2 +R f1 )

替換 V a并運行我們得到：

V in = V o * [R f2 /(R f2 +R f1 ) * (R 1 +R 2 )/R 2 + R 1 /(G * R 2 )]

(R 1 +R 2 )/R 2 ? 1 R 1 /(G * R 2 ) ? 0

V o = V in * (R f2 +R f1 )/R f1 (1)

這并不是一個令人印象深刻的結論，因此讓我們分析一下 V o與驅動器輸入端電壓 V o'之間的關系(輸入接地)：

V a1 = V o ' * R 1 /(R 2 +R 1 ) V a2 = V o * R f2 /(R f2 +R f1 ) V a1 = V a2

V o = V o ' * R 1 /(R 2 +R 1 ) * (R f2 +R f1 )/R f2 (2)

最后一個方程非常重要，因為它顯示了驅動級的直流電壓與放大器的輸出直流電壓之間的關系，表明V o'的微小波動會在V o中產生大的偏移。

如前所述，驅動器級通常由一個簡單的共發(fā)射極級(圖 1 中的 Q3)組成，并帶有一個小電阻器 (Rpol)，用于固定所需的基極到發(fā)射極電壓。該晶體管為輸出晶體管提供基極電流，因此該級的集電極電流在毫安范圍內并不罕見。

讓我們暫時忘記溫度的影響，所以當我們第一次打開電路時，我們校準VAS，使輸出直流電壓處于V CC和V EE的中間，即零伏。如果沒有施加信號，由于 AB 級是電壓跟隨器(公共集電極)，驅動晶體管 Q3 保持大部分 V EE電壓 (V EE -V BE )，偏置電流 I Bias流過 Q3 ，因此 Q3消耗的功率近似為：

P Q3 ? V EE * I偏差

該功率正在加熱 Q3，并且該熱量以 -2.2 mV/°C 的已知速率改變器件的 Vbe ，從而改變之前調整的輸出直流電壓。

如果晶體管開始發(fā)熱，例如比環(huán)境溫度高 40°C，其 Vbe將下降大約 88 mV。

晶體管溫度升高時出現(xiàn)的較小 Vbe要求使得VAS 輸出端的V o' (之前解釋的電壓)相應變化，從而在輸出端產生 DC 電壓漂移。

一個現(xiàn)實生活中的例子

圖 5中的電路說明了到目前為止所解釋的內容。

圖 5這是電路的一階實際實現(xiàn)。

為了保持低偏移，將 V o'設置為盡可能接近零是很方便的。這就是Rset的目的，它代表多圈微調器。

這里基極電壓與V o'之間的關系為：

V o ' = V base * (R pol +R set )/R pol

因此，基于基極-發(fā)射極電壓變化的輸出電壓漂移為：

V o = V base * (R pol +R set )/R pol * R 1 /(R 2 +R 1 ) * (R f2 +R f1 )/R f2 (3)

通過這個方程，如果我們給組件賦值(取自真實的放大器)，我們可以計算出驅動晶體管每°C變化時輸出電壓會發(fā)生多少變化，例如：

V o = -2.2mV/°C * (120+4K)/120 * 470/(15K+470) * (2K2+10K)/2K2

V o = -12.8 mV/°C

PQ3?24V * 5mA =0.12W

假設 Q3 采用 TO92 封裝。在這種情況下，可以使用該封裝的結到環(huán)境熱阻來計算結溫增量：

Rθja = 200° C /W

Δ溫度= 200°C/W * 0.12W = 24°C

ΔVo = 24° C * (-12.8 mV/°C)

ΔVo = -305mV

總之，如果不應用補償，輸出將漂移約 305 mV。這僅考慮晶體管的自熱效應。如果環(huán)境溫度因任何原因升高，這種偏移可能會增加。

如何減輕這種影響

Q3 的基極-發(fā)射極電壓由 Rpol 固定，因此補償 V be電壓變化的一種方法是使 Rpol 以某種方式跟隨這種變化。這可以使用連接到晶體管的溫度相關電阻器(如熱敏電阻 Rpol)來實現(xiàn)。由于 Vbe變化率為負，因此熱敏電阻必須為 NTC。

我們來計算一下Rpol所需的熱系數(shù)：

I Rpol(可以認為是常數(shù))流過 Rpol，并且 V be等于 V Rpol：

R pol = V be /I Rpol

(dR pol )/(dV ) = 1/I Rpol

ΔR pol = 1/I Rpol * ΔV be

在我們的示例中，Rpol=120Ω，I Rpol =5.6mA，因此：

ΔR pol = 1/5.6mA * (- 2.2mV/(°C))

ΔR pol = -0.4 Ω/(°C)

我們需要找到一個在 25°C 時具有精確熱系數(shù)和電阻值的熱敏電阻。由于大多數(shù) NTC 熱敏電阻具有更高的溫度系數(shù)，這是不可能的，因此解決方案是將一個或多個更高值的熱敏電阻與 Rpol 并聯(lián)。

這是模擬熱敏電阻溫度依賴性的方程：

R th = R th0 * e B(1/T-1/T 0 ) ,

其中Rth0是環(huán)境溫度下的熱敏電阻電阻(我們要計算的)，B是一個參數(shù)，通常為3400°K，T是絕對溫度，其中T 0是環(huán)境溫度，大約為298.16°K。

因此環(huán)境溫度下的斜率可以這樣計算：

(dR th )/dT = (-B * R th0 * e B(1/T-1/T 0 ) /T 2 )

這是每°C 的電阻變化率：

(dR th )/dT = -38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)]

熱敏電阻與 Rpol 并聯(lián)：

右|| = (R th * R pol )/(R th *R pol ),

和：

dR || /dR th = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2

這樣我們就可以得到并聯(lián)電阻的變化：

ΔR || = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2 * ΔR th

并替換為每 °C 的熱敏電阻電阻增量：

ΔR || = R pol 2 /(R th0 * R pol ) 2 * (-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])

我們現(xiàn)在可以計算我們正在分析的示例的 Rth0：

-0.4 Ω/(°C) = 120 2 /(R th0 * 120) 2 * (-38.24e – 3 * R th0 [Ω/(°C)])

Rth0 = 1.12KΩ

為了實用起見，熱敏電阻的值可以舍入為1.2KΩ。

注意事項

熱敏電阻應比晶體管小得多，因此熱敏電阻的溫度將等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也將降低熱慣性，使系統(tǒng)更快地達到穩(wěn)定狀態(tài)。應使用熱粘合劑將熱敏電阻固定到晶體管外殼上。

測試這個概念

為了確定這個概念對電路現(xiàn)實世界行為建模的準確程度，我構建了一個測試電路。由于沒有 1.2KΩ 熱敏電阻 (NTC 0402)，因此我并聯(lián)了 8 個 10KΩ 熱敏電阻 (0402 Murata NCP15XH103D03RC)(圖 6)，以產生非常相似的值 (1250Ω)。請注意，并聯(lián)熱敏電阻不會改變我們計算的溫度系數(shù)。

圖 6這是一個由八個 10K Ω 熱敏電阻并聯(lián)而成的 1.25K Ω 熱敏電阻。

然后，我使用熱粘合劑將傳感器連接到 Q3 的平坦一側，并將其與 Rpol(即電路板另一側的 SMD 電阻器)并聯(lián)。

圖 7先前原理圖(圖 6)中所示的熱敏電阻熱粘合到 Q3。

最后，在這里我們可以看到連接熱敏電阻(橙線)和不連接熱敏電阻(藍線)時的輸出電壓漂移，大約 2 分鐘后達到穩(wěn)定狀態(tài)。

圖 8在這里，我們可以看到連接熱敏電阻(橙色線)和未連接熱敏電阻(藍色線)時的輸出電壓漂移。

電路的補償響應(橙色線)比未補償響應(藍色線)平坦得多，這表明補償正在發(fā)揮作用。斜率為負的事實可能意味著補償有點過度，但這不是問題，因為直流漂移仍然很小。

還值得一提的是，我們計算了 25°C 時所需的溫度系數(shù)，但熱敏電阻不是線性的。這意味著溫度系數(shù)在整個范圍內不是恒定的。但是，由于補償旨在在有限的溫度范圍內工作，因此可以安全地忽略熱敏電阻的非線性。