一種高效率AC/DC變換器的實現(xiàn)方案

     提要：本文提出一種高效率AC-DC變換器的實現(xiàn)思路，對實現(xiàn)高效率的各環(huán)節(jié)的效率分析，提出實現(xiàn)的方案，最后，給出實驗數(shù)據(jù)。輸入電壓為85V輸出24V的電源效率約為93%。

　　在一般開關電源的設計方案中，開關損耗和器件的導通損耗（特別是整流器件的導通損耗）是困擾開關電源設計者的一大難題。當效率達到一定程度后，再進一步提高效率深感困難，甚至無從下手。盡管采用了有源箝位、移相零電壓開關、同步整流器等先進的，使電源效率得到一些提高，但是所付出的代價也是很大的。能在用常規(guī)的電路拓撲基礎上加以改進，得到所希望的高效率，是當今電源設計的熱點和最經(jīng)濟的方案。為實現(xiàn)這一目標通常的設計手段很難達到的，欲實現(xiàn)并超過這一目標必須明確各部分的損耗，并設法減小甚至消除其中的某些損耗。

　　1 損耗及效率分析

　　開關電源的損耗基本上有以下幾個構成：輸入電路損耗、主開關的導通損耗和開關損耗、控制電路損耗、變壓器損耗、輸出整流器損耗。

　　1.1 輸入電路損耗

　　主要有電源濾波器的寄生電阻上的損耗，通常在輸入功率的百分之零點幾，實際上幾乎沒有溫升，故可以忽略不計；限制浪涌電流的負溫度系數(shù)熱敏電阻上的損耗，通常不到輸入功率的1％；輸入整流器損耗，約輸入功率的1％。整個輸入電路損耗約輸入功率的1％-1.5％。以上損耗一般無法進一步減小。
　　1.2 主開關上的損耗

　　主開關上的損耗可分為導通損耗和開關損耗，交流輸入電壓范圍在85V~264V時，以85V的開關管導通損耗最高，在264V時開關損耗最高。在各種電路拓撲中反激式變換器的開關損耗和導通損耗最高，以盡可能不采用為好。單端正激（包括雙管箝位電路拓撲）因其最大占空比不會大于0.7也盡可能不采用為好。惟有橋式（全橋與半橋）和推挽電路拓撲有可能實現(xiàn)高效率功率變換。但是，欲明顯減小甚至消除開關損耗并且不附加緩沖（諧振）電路，同時采用簡單、常規(guī)的PWM控制方式是實現(xiàn)高效功率變換的目標。

　　電源界的一個不成文的觀點：不穩(wěn)壓的比穩(wěn)壓的效率高、不隔離的比隔離的效率高、窄范圍輸入電壓的比寬范圍輸入的效率高?；谶@種觀點，不調(diào)節(jié)的隔離變換器的開關管可以工作在占空比幾乎為50％，變換器在輸出相同功率時的電流最小，而且自然地形成了零電壓開關，因此效率最高，輸出電壓的穩(wěn)定可以由必不可少的功率因數(shù)校正級完成，PFC+不調(diào)節(jié)的隔離變換器（DC變壓器）。

　　1.3 變壓器電感的損耗

　　這一損耗約占輸人功率的1~2％。

　　1.4 輸出整流器損耗

　　通常輸出整流器的導通損耗(特別是低電壓輸出時)占整機損耗的很大比重。在12V以上的輸出電壓需要選用耐壓200V以上的超快速二極管作為輸出整流器，其導通電壓約1.2~1.4V，在輸出分別為12、24、48V時輸出整流器的效率（不考慮開關損耗）分別為（以導通電壓l.3V計）：不會高于90.26％、94.8％、97.6％。以上綜合起來，采用常規(guī)技術盡管可以使電源效率達到或超過90％，而且，即使在較高的輸出電壓時，整流器的導通損耗仍然是整機損耗中幾乎是最大的。如有可能，采用肖特基二極管（導通壓降分別為：0.3V、0.4V、0.7V）則這一級的效率分別為：96.1％、98.3％、98.5％，則這部分損耗可以降低50％以上。
　　1.5 體積分析

　　由于開關管和輸出整流器需要散熱器，使結構設計變得復雜，開關管和整流器上的損耗減小將減小甚至可以不用散熱器，既簡化結構設計有減小體積。[!--empirenews.page--]

　　2 高效實現(xiàn)方案的思路與分析

　　提高效率可以采用軟開關、同步整流器等技術（電率將復雜化、成本將提高），即使如此，開關管的導通損耗很難進一步減小，常規(guī)技術的功率變換很難做得非常高，整機效率達到90％以上也不是容易的事。而且將來的開關電源必須符合有關功率因數(shù)的相關標準，因此一般需要加PFC。因此作者提出一種基于常規(guī)技術使效率超過93％的開關電源的解決方案。并完成樣機及測試。

　　2.1 解決方案的思路

　　在效率方面，非穩(wěn)壓高于穩(wěn)壓、非隔離型高于隔離型、窄電壓范同高于寬電壓范圍，因此高效解決方案可以考慮如下方案：PFC+非穩(wěn)壓半橋變換器+肖特基整流二極管。原理框圖如圖1。這是采用最常規(guī)的技術同時獲得到最高的效率的實現(xiàn)方案。

　　2.2 臨界電流型PFC

　　考慮電磁干擾及二極管的反向恢復造成的損耗等因素，小功率PFC宜采用臨界電流型控制方式，本級可以采用MC33368或KA7524或其它適用于小功率輸出的PFC控制IC。PFC除設置輸出反饋以穩(wěn)定輸出電壓外，設置PFC輸出電壓反饋防止輸出反饋開路。正常工作時，僅輸出反饋起作用，通過調(diào)節(jié)PFC輸出電壓穩(wěn)定輸出電壓。

　　當PFC的輸出電壓為400V時，輸出紋波電壓分別為1％、3％所需的濾波電容器約為：1.2μF/W和0.4μF/W，在通常的濾波電容的選擇容量范圍內(nèi)。因此，經(jīng)過PFC的預穩(wěn)定的作用，其輸出電壓的穩(wěn)定程度基本符合應用要求，后面的可以僅完成隔離作用即可。
　　2.3 非穩(wěn)壓半橋變換器的零電壓開關

　　由于PFC級具備穩(wěn)壓功能，故隔離級采用非穩(wěn)壓半橋變換器，以盡可能地提高整機效率，主回路如圖2(a)。非穩(wěn)壓半橋變換器的兩開關管分別可以工作在近50％占空比，這時不僅開關管的利用率最高，而且實現(xiàn)了零電壓開關。變換器的最小死區(qū)時間僅受開關管的關斷延遲的限制。當非穩(wěn)壓半橋變換器工作在這種狀態(tài)下，Q2導通期間電流流向如圖2(b)。當Q2由導通變?yōu)殛P斷，變壓器的漏感電流不能躍變，由于Q2的關斷，變壓器的漏感電流分別對Q2、Q3的源/漏寄生電容充/放電，使A點電壓由電源電壓的高電位轉變?yōu)榈碗娢?，使與Q3反并聯(lián)的二極管D3導通，提供變壓器的漏感電流通路，形成了事實上的零電壓關斷，如圖2(c)。當變壓器的漏感電流降到零前，使Q3導通（由于死區(qū)時間不到1μs，很容易滿足），使Q3在“零電壓”導通，如圖2(d)。Q3關斷、Q2導通的過程與上述描述相同，不再贅述，從而實現(xiàn)了“零電壓”開關，使開關管的損耗幾乎僅為導通損耗。本文的應用實例中，Q2、Q3選用IRFR320結溫為100℃時的導通電阻為3Ω，滿載時的工作電流約為300mA，導通壓降為lV，占電源電壓的0.25％。這樣半橋的兩個開關管的損耗可以小于整機輸入功率的1％。隔離變壓器由于工作在特定的工作狀態(tài)，因而，其效率也非常高，大約為整機輸入功率的1％。[!--empirenews.page--]

　　2.4 肖特基整流二極管

　　由于隔離級開關管的占空比接近100％（98％），不僅流過輸出整流器的電流的有效值最小，而且，輸出級全波整流器的耐壓僅需輸出電壓的2倍，對于輸出為24V輸出，完全可以選用耐壓60V的肖特基整流二極管即可滿足要求，而耐壓60V的肖特基整流二極管的導通壓降（大幅度降額使用，約0.2倍額定電流）可以達0.35V甚至0.3V以下。這樣本級效率實際可達約97~98％。

　　3 實驗數(shù)據(jù)及分析

　　測試設備：FLUKE F105B示波表、C64系列電流表、電壓表、瓦特表。輸入電壓在85V時的電源效率約93％，輸入電流波形和諧波分析如圖3。功率因數(shù)不低于0.99；非穩(wěn)壓半橋變換器的開關管源、漏電壓波形如圖4，輸出電壓紋波如圖5，輸出電壓尖峰在70mV左右；負載調(diào)整率小于1%。

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　　與正激變換器相比本文提出的電路拓撲的電感、電解電容器的數(shù)量是相同的；由于少一個輸出濾波電感，比具有PFC的正激變換器簡單；所有功率器件無散熱器，可直接帖焊在PCB上使體積明顯減小，因此，在環(huán)境溫度為30℃時PFC的提升電感、開關管、提升二極管和半橋變換器的開關管、變壓器、輸出整流二極管由于實際損耗很低，故溫度均在55~6l℃，均不高于60℃。即使在塑殼封閉環(huán)境下的最高溫度不高于90℃，其管芯和繞組內(nèi)的最高溫度將不高于110℃。

　　在輸出整流器采用二極管整流的方案，使整機效率在輸出20~24V時全電壓范圍輸入電壓并且?guī)в蠵FC功能時的效率超過90％是一個高效、廉價的開關電源的解決方案。