一種高效小型化的開關(guān)電源設(shè)計(jì)方案

1 引言

開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。從上世紀(jì)90年代以來開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，計(jì)算機(jī)、程控交換機(jī)、通訊、電子檢測設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源。隨著電源技術(shù)的發(fā)展，低電壓，大電流的開關(guān)電源因其技術(shù)含量高，應(yīng)用廣，越來越受到人們重視。在開關(guān)電源中，正激和反激式有著電路拓?fù)浜唵?，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于中小功率電源變換場合。跟反激式相比，正激式變換器變壓器銅損較低，同時，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯，因此，一般認(rèn)為正激式變換器適用在低壓，大電流，功率較大的場合。

2 系統(tǒng)總體框圖

一種高效小型化的開關(guān)電源設(shè)計(jì)的系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。

圖1：系統(tǒng)總體框圖

輸入的市電經(jīng)凈化濾波后整流成300V左右的直流電壓加到半橋電路的MOS管上。控制電路由最常用SG3525芯片組成?？刂齐娐吠ㄟ^高壓部件反饋繞組檢測輸出電壓的變化量，產(chǎn)生激勵脈沖去驅(qū)動功率MOS場效應(yīng)管，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。

3 電源設(shè)計(jì)的基本技術(shù)

3.1有源鉗位技術(shù)

正激DC/DC變換器其固有缺點(diǎn)是功率晶體管截止期間高頻變壓器必須磁復(fù)位。以防變壓器鐵心飽和，因此必須采用專門的磁復(fù)位電路。通常采用的復(fù)位方式有三種，即傳統(tǒng)的附加繞組法、RCD鉗位法、有源鉗位法。三種方法各有優(yōu)缺點(diǎn)：磁復(fù)位繞組法正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是技術(shù)成熟可靠，磁化能量可無損地回饋到直流電路中去，可是附加的磁復(fù)位繞組使變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜化，變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰需要RC緩沖電路來抑制，占空比D<0.5,功率開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力與輸入電源電壓成正比。RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是磁復(fù)位電路簡單，占空比D可以大于0.5,功率開關(guān)管承受電壓應(yīng)力較低，但大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，因此它一般適用于變換效率不高且價廉的電源變換場合。有源鉗位技術(shù)是三種技術(shù)中效率最高的技術(shù)，它的電路圖如圖2所示，工作原理如圖3所示。

圖2：有源鉗位同步整流正激式電路圖

圖3：有源鉗位電路工作原理圖

在 DT時段之前，開關(guān)管S1 導(dǎo)通，激磁電流iM為負(fù)，即從Cr通過S1流向Tr,在DT階段，開關(guān)管S的驅(qū)動脈沖ugs使其導(dǎo)通，同時ugs1=0,使S1 關(guān)斷，在Vin的作用下，激磁電流由負(fù)變正，原邊功率通過變壓器傳到副邊，給輸出端電感L充電;在(1-D)T時段，ugs=0,S關(guān)斷，ugs1到來使 S1導(dǎo)通，iM通過S1的反并二極管向Cr充電，在Cr和Tr漏感構(gòu)成的諧振電路的作用下，iM由正變負(fù)，變壓器反向激磁。從以上分析中可以看出：有源鉗位正激變換器變壓器鐵心工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài)，提高了鐵心利用率，鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動調(diào)節(jié)，因而占空比可大于50%;Vo一定時，主開關(guān)、輔助開關(guān)應(yīng)力隨Vin的變化不大;所以，在占空比和開關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi)，能夠適應(yīng)較大輸入電壓變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復(fù)雜。

3.2同步整流技術(shù)

在低電壓大電流功率變換器中，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向?qū)?strong>壓降大(低壓硅二極管正向壓降約0.7V,肖持基二極管正向壓降約 0.45V,新型低電壓肖特基二極管可達(dá)0.32V)，整流損耗成為變換器的主要損耗，無法滿足低電壓大電流開關(guān)電源高效率，小體積的需要。

MOSFET導(dǎo)通時的伏安特性為一線性電阻，稱為通態(tài)電阻RDS,低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：IRL3102(20V,61A)、 IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它們在通過 20A電流時，通態(tài)壓降不到0.3V.另外，功率MOSFET開關(guān)時間短，輸入阻抗高，這些特點(diǎn)使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件，它作為整流元件時，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流電路。圖1為典型的降壓型“同步”開關(guān)變換器電路(當(dāng)電路中無SR時，為“普通”的降壓型開關(guān)變換器電路)。

4 電源設(shè)計(jì)的電路

所設(shè)計(jì)的電源參數(shù)如下：輸入電壓為50(1±10%)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz.采用的主電路拓?fù)淙鐖D4所示。

圖4：主電路拓?fù)鋱D[!--empirenews.page--]

由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：

Vc=Vin

所選用的控制IC芯片為UC3844,它的最大占空比為50%,所以電容上的電壓最大為Vin,電容耐壓為60V以上，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V.

有源鉗位管S1的驅(qū)動必須跟變壓器原邊的地隔離開，而且S1的驅(qū)動信號必須跟開關(guān)管S驅(qū)動信號反相，使用UCC3580可以實(shí)現(xiàn)兩個管子的驅(qū)動，可是這個芯片并不常見，因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入，其反相信號作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅(qū)動通過內(nèi)部自舉電路來實(shí)現(xiàn)隔離。這樣，我們就達(dá)到了驅(qū)動兩個開關(guān)管的目的。

在輸出整流電路中，當(dāng)續(xù)流二極管(即SR的反并二極管)受正向電壓導(dǎo)通時，應(yīng)及時驅(qū)動SR導(dǎo)通，以減小壓降和損耗。但為了避免SR與SR1同時導(dǎo)通，造成短路事故，必須有“死區(qū)”時間，這時仍靠二極管D導(dǎo)通。SR的開關(guān)瞬時要與續(xù)流二極管的通斷瞬時密切配合，因此對開關(guān)速度要求很高。另外，從成本綜合考慮，選用IRL3102.

變壓器的設(shè)計(jì)跟一般正激式變換器變壓器設(shè)計(jì)差不多，只是要考慮同步整流管的驅(qū)動。所選用的同步整流管的驅(qū)動開通電壓為4V左右，電路輸出電壓為3.3V,輸出端相當(dāng)于一個降壓型電路，占空比最大為0.5,所以變壓器副邊電壓至少為6.6V.因?yàn)镸OSFET的柵-源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永久損壞，所以實(shí)際上柵-源電壓最大值在20~30V之間，如電壓超過20V,應(yīng)該在柵極上接穩(wěn)壓管。

5 輸入電壓范圍的調(diào)制

工作在高頻高壓條件下的小功率電源，輸入電壓范圍的調(diào)節(jié)會出現(xiàn)困難。不但調(diào)整率很差，而且在輸入電壓超過一定值時，電源無輸出，或輸出電壓不穩(wěn)定。原因是高壓小功率電源的占空比很小，工作時的導(dǎo)通脈寬很窄(呈窄脈沖工作狀態(tài))。當(dāng)輸入電壓升高時，輸出能量不變，脈沖寬度變窄，幅度加長。輸入電壓升高到一定限度，控制電路呈失控狀態(tài)，無法實(shí)現(xiàn)有效的閉環(huán)控制，導(dǎo)致整個電路關(guān)閉。為解決這個問題，經(jīng)過分析試驗(yàn)，設(shè)計(jì)了一個輸入電壓調(diào)節(jié)電路，如圖5所示。

圖5：輸入電壓調(diào)節(jié)電路

它實(shí)際上是一個輸入電壓預(yù)穩(wěn)壓電路，輸入電壓經(jīng)過它，成為基本穩(wěn)定的電壓，再加到主電路(開關(guān)電路)上。

經(jīng)過調(diào)試，試驗(yàn)和長期裝機(jī)應(yīng)用，證明了該電路的穩(wěn)定與可靠。下圖表1是設(shè)置輸入電壓調(diào)節(jié)電路與沒有設(shè)置時的實(shí)測數(shù)據(jù)。為簡化起見，這里只給出輸出主電路(25kV)參數(shù)。明顯看出，加了該電路后，輸入電壓調(diào)整率大大提高，輸入電壓調(diào)節(jié)范圍也增至250V.

表1：輸入電壓變化對輸出電壓的影響

由于上電時，輸入端瞬間沖擊電流很大，對輸入電壓調(diào)節(jié)電路造成危害。為此，還專門設(shè)計(jì)了輸入緩沖電路。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形分析

開關(guān)管S1和S的Uds波形如圖6所示，RefA為S管壓降波形，50V/div,RefB為S1管壓降波形，50V/div.電路此時工作在Vin= 60V左右，S1和S的開關(guān)應(yīng)力大概為120V,D=0.5左右。

圖6：開關(guān)管S和S1的uds波形

圖7為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅(qū)動信號，正的部分為SR的驅(qū)動信號，負(fù)的部分為SR1的驅(qū)動信號。

圖7：同步整流管的驅(qū)動波形

實(shí)驗(yàn)所得波形和分析的波形基本吻合，只是在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數(shù)引起的。該電路的工作效率經(jīng)過測量大約在90%左右，基本達(dá)到設(shè)計(jì)的要求，具有實(shí)用性的價值。

7 結(jié)語

本文基于開關(guān)電源中正激和反激式有著電路拓?fù)浜唵?，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，提出了一種高效小型化的開關(guān)電源設(shè)計(jì)方案，通過方案中的電源開關(guān)的設(shè)計(jì)表明，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設(shè)計(jì)中，不加PFC電路時，能夠取得很高的效率，從而證實(shí)了本方案的可行性。