三相PWM整流器啟動沖擊的抑制方法

導(dǎo)讀：本文分析了三相電壓源型PWM整流器啟動過程并建立其動態(tài)模型，分析了產(chǎn)生過沖電流的原因，介紹了沖擊電流幅值的估算方法，在此基礎(chǔ)上提出了一種新型軟啟動控制方法，并通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析。

采用LCL濾波器的三相電壓源型脈寬調(diào)制（PWM）整流器廣泛應(yīng)用于中高功率場合，且可雙向運(yùn)行?；谧鴺?biāo)變換的直接電流控制方法具有控制精度高、調(diào)節(jié)速度快等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于三相PWM整流器的控制。直接電流控制中的比例積分（PI）調(diào)節(jié)器會導(dǎo)致整流器啟動瞬間產(chǎn)生過沖電流，使得功率器件承受較大的瞬時(shí)電流應(yīng)力，影響系統(tǒng)的可靠性，故需研究三相整流器啟動沖擊的抑制方法。

1 引言

三相PWM整流器具有直流電壓可控、功率因數(shù)高、網(wǎng)側(cè)電流畸變小等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于新能源發(fā)電、電動汽車充放電站等領(lǐng)域。目前常用的三相整流器控制策略有基于d,q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的直（間）接電流PI控制，基于反饋線性化的三相PWM控制法，三相PWM整流器的H∞魯棒控制等。其中，基于d,q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的直接電流PI控制結(jié)構(gòu)清晰、實(shí)現(xiàn)簡單，響應(yīng)速度快，且設(shè)計(jì)步驟可參考傳統(tǒng)的PI設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，得到了廣泛應(yīng)用。直接電流PI控制應(yīng)用于三相整流器時(shí)，會在啟動時(shí)導(dǎo)致較大的沖擊電流，增加了功率器件的電流應(yīng)力，對器件選型及工作可靠性產(chǎn)生了很大影響。

針對三相PWM整流器的啟動沖擊問題，這里介紹了啟動瞬間PI控制器的調(diào)節(jié)過程，建立了系統(tǒng)的動態(tài)模型，在此基礎(chǔ)上給出了沖擊電流峰值的計(jì)算公式，指出了產(chǎn)生啟動沖擊的原因和影響因素，分析了PI參數(shù)對沖擊電流大小的影響，并提出了一種新型軟啟動算法，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的可行性。

2 三相PWM整流器控制與建模

三相PWM整流器的主電路拓?fù)錇槿喟霕螂妷涸葱妥儞Q器（VSC），如圖1所示，主要由LCL濾波器、三相橋臂及直流側(cè)電容組成。

忽略R,經(jīng)d,q坐標(biāo)變換，系統(tǒng)狀態(tài)方程為：

Ldid/dt=ud-ed, Ldiq/dt=uq-eq （1）

式中：ud,uq分別為橋臂電壓d,q軸分量；L為Lg和Lt之和；id,iq分別為有功、無功電流分量；ed,eq分別為電網(wǎng)電壓d,q軸分量。

圖2示出系統(tǒng)的控制框圖。當(dāng)整流器正常工作時(shí)，將旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸與電網(wǎng)電壓矢量進(jìn)行同步。此時(shí)eq=0,初始條件下uq=0.假定誤差及擾動均較小，則根據(jù)式（1）可知在啟動過程中iq不會產(chǎn)生沖擊。因此，在單位功率因數(shù)狀態(tài)下，ed和ud是影響系統(tǒng)啟動沖擊的關(guān)鍵因素。

3 啟動沖擊分析

整流器啟動瞬間電壓環(huán)離散PI控制器輸入輸出關(guān)系表達(dá)為：

式中：kp2,ki2分別為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù)和積分系數(shù)；,id分別為有功電流給定值與反饋值；uod為電流內(nèi)環(huán)輸出；ei為電流環(huán)誤差信號。

假定輕載啟動，則id逐漸增大，ei恒為負(fù)。由式（3）可知，此階段uod為負(fù)。設(shè)電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出參考電壓矢量在d軸上投影的最大值為Umax,則ud與uod的關(guān)系為：

Udc在啟動瞬間可近似為恒定，則uod與ud成線性關(guān)系，其比例系數(shù)為。此時(shí)ed為正常數(shù)，根據(jù)式（2）~（4），ud為負(fù)值，ud-ed的絕對值很大，id快速下降。在id從零降到的過程中，ud的值取決于電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器中kp2,ki2的大小關(guān)系，且保持為負(fù)值。當(dāng)id=時(shí)，ei=0,若此時(shí)ud仍未達(dá)到ed,id將繼續(xù)下降并超過，直到ud=ed時(shí)，id達(dá)到峰值。此后ud會超過ed,根據(jù)式（1）可知，此時(shí)id開始上升，并達(dá)到。之后，直流側(cè)電壓逐漸達(dá)到穩(wěn)態(tài)，過程如圖3所示。為方便觀察，圖中有功電流及其給定均用絕對值表示。Idsat為電流環(huán)給定飽和值，I0為有功電流初始值，Ipeak為有功電流峰值。

可見，kp1,ki1對啟動沖擊影響有限，kP2,ki2對啟動沖擊具有較大影響，為簡化公式，用kp和ki替代kp2和ki2.由于采用數(shù)字控制器，故各狀態(tài)方程均為離散，列寫系統(tǒng)差分方程，可求得沖擊電流峰值：

4 啟動沖擊的抑制方法

圖4示出三相整流器系統(tǒng)框圖。其中，GPI（s）為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，其表達(dá)式為：

GPI（s）=kp+ki/s （6）

1/（Ts+1）為采樣延遲，整流器傳遞函數(shù)為：

GPWM（s）=kPWM/（0.5Ts+1） （7）

GLCL（s）為LCL濾波器傳遞函數(shù)，由于啟動沖擊為低頻響應(yīng)，LCL濾波器可等效為單L濾波器，故低頻下GLCL（s）滿足：

GLCL（s）=1/（R+LsS） （8）

式中：Ls=Lg+Lt.

啟動沖擊是由負(fù)常量ed和動態(tài)響應(yīng)超調(diào)量兩部分引起的電流沖擊共同組成，故可在電流環(huán)中加入前饋量ed和第一個(gè)采樣周期的比例輸出，并引入高通濾波負(fù)反饋法來分別解決這兩部分沖擊，則此時(shí)電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出初始值為：

可見，kp,kPWM下降均會導(dǎo)致超調(diào)量上升。當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)，由于直流側(cè)為阻容放電回路，穩(wěn)態(tài)加載時(shí)直流側(cè)電壓變化較慢，每個(gè)采樣周期電流環(huán)給定值增量較小，沖擊較低，PI參數(shù)取值范圍較寬，所以設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)為保證帶LCL濾波器的整流器不發(fā)生諧振并盡量降低損耗，PI調(diào)節(jié)器的kp往往取值較小。但整流器啟動時(shí)直流側(cè)電壓遠(yuǎn)低于穩(wěn)態(tài)時(shí)直流電壓，電流環(huán)給定為階躍飽和信號，且此時(shí)kPWM下降，超調(diào)量大幅上升。因此可在電流內(nèi)環(huán)中加入高通濾波負(fù)反饋環(huán)節(jié)，則改進(jìn)后的電流內(nèi)環(huán)控制回路如圖5所示。

其開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為：

相對于普通的基準(zhǔn)斜坡緩起控制方法，電網(wǎng)電壓初值前饋法無需進(jìn)行PI參數(shù)的切換，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。

5 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于上述分析，搭建基于Matlab/Simulink的18 kW三相整流器仿真模型，直流側(cè)額定工作電壓700 V,交流電網(wǎng)電壓220 V/380 V/50 Hz,交流側(cè)濾波電感分別為1.8 mH和1.2 mH,輸出濾波電容20μF,開關(guān)頻率5kHz.啟動時(shí)id動態(tài)響應(yīng)如圖6a所示，調(diào)節(jié)時(shí)間約為0.03s.

基于仿真模型搭建了一臺18 kW的三相整流器原理樣機(jī)，其相關(guān)參數(shù)與仿真模型一致。開關(guān)管選取FF75R12RT4.采用高通濾波器負(fù)反饋法啟動，并將飽和值設(shè)定為20 A,啟動時(shí)的c相進(jìn)網(wǎng)電流IC和電網(wǎng)電壓‰波形如圖6b所示?？梢姡谡鲉訒r(shí)，高通濾波器負(fù)反饋法可有效抑制啟動沖擊電流，且動態(tài)特性較好。

6 結(jié)論

本文研究了三相整流器的啟動沖擊，對啟動過程進(jìn)行了數(shù)學(xué)建模，分析了啟動沖擊產(chǎn)生的原因并給出了估算啟動沖擊電流大小的計(jì)算方法。在此基礎(chǔ)上，針對啟動沖擊產(chǎn)生的兩個(gè)要素提出了電流高通濾波負(fù)反饋軟啟動法，分析了其啟動性能，并研制了一臺18 kW的三相整流器原理樣機(jī)。通過仿真和實(shí)驗(yàn)表明，高通濾波負(fù)反饋法簡單有效，動態(tài)響應(yīng)速快，可實(shí)現(xiàn)快速無沖擊啟動。