關鍵詞:緩沖吸收電路;電壓尖峰;推挽正激;直流變換器
O 引言
在輸入低壓大電流場合,推挽正激變換器(Push-Pull Forward,PPF)因具有以下3方面的優(yōu)點而得到廣泛應用:
(1)輸入濾波器的體積和重最小;
(2)箝位電容無損耗地抑制了功率管的電壓尖峰;
(3)變壓器磁芯利用率高。
在輸出高電壓時(本文為360V),變壓器副邊線圈匝數(shù)較多,副邊漏感不可忽略。在整流二極管反向恢復時間內,整流二極管上存在很高的電壓尖峰,給整流二極管的選取帶來困難,并降低了整流二極管的可靠性。雖然RC或者RCD緩沖電路可以一定程度上抑制二極管的電壓尖峰,但是電阻上損耗較大。文獻[3]提出了一種簡單的無源無損緩沖吸收電路,可以較好地抑制整流二極管的電壓尖峰。
本文將該無損緩沖吸收電路應用于蓄電池供電的推挽正激變換器中,顯著降低了整流二極管的電壓尖峰。制作的原理樣機電路結構簡單,功率器件工作可靠性高,并且實現(xiàn)了高的整機變換效率。
l 工作原理
圖l為加無損緩沖吸收的PPF電路。Ds1、Ds2分別為開關管S1、S2寄生的反并二極管,變壓器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分別為原、副邊的匝數(shù),匝比n=Ns/Np,原邊兩個繞組的勵磁電感均為Lm,Lo(圖1中未標出)為變壓器原邊繞組的漏感.Lo’為
折算到變壓器副邊繞組的漏感,D5、D6、D7、C1、C2構成無損緩沖吸收電路,且C1=C2=Cc。變壓器副邊兩個繞組的連接點與輸出濾波電容C3和C4的中點相連,輸出電壓為±V0/2。
在分析電路原理前,假定:
(1)S1、S2,D1、D2、D3、D4導通壓降忽略不計;
(2)箝位電容C較大,在穩(wěn)態(tài)工作時兩端電壓保持為Vin不變;C3=C4=C0足夠大,將它看作電壓恒定為V0/2的電壓源;L1=L2=L足夠大,將它看作電流為I0的電流源;
(3)開關周期為Ts,S1、S2每個周期開通時間均為Ton,S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。
根據(jù)輸出電感的伏秒積分平衡,可得變換器輸入輸出關系:V0=4nDVin。
圖2為加無損緩沖吸收的PPF電路工作原理波形圖,一共分為14個工作模態(tài)。
(1)工作模態(tài)l[t0-t1] 如圖3(a)所示,在t0以前,S1和S2都是關斷的,輸入電流沿回路Vin-Np-C-Np2環(huán)流,環(huán)流為Ia=2nDI0。原、副邊繞組電壓為零,整流二極管同時導通,iD1=iD2=I0/2。t0時刻,S1導通,Vin加在原邊漏感Lo上,ip1迅速增加;Vc加在繞組的漏感上,ip2迅速減小并反向增人。同時,流過iD1、iD4的電流增大,流過iD2、iD3的電流減小,此過程持續(xù)到iD2減小到0并且增大到最大反向恢復電流時結束。模態(tài)l中,Vc1=Vc2=0,VD5=VD6=Vo/2,VD7=0。
(2)工作模態(tài)2[t0-t2] 如圖3(b)所示,t1時刻,D2、D3中反向恢復電流達到最大值,D5、D6導通,D2、D3達到瞬時反向電壓Vo,緩沖電容C1(C2)和副邊漏感Lo’開始諧振。Vin、VC分別加在原邊繞組Np1、Np2上,ip1正向增大,ip2減小并反向增大。
兩端電壓從零開始諧振增大,在半個諧振周期后達到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo,此時模態(tài)2結束。模態(tài)2中,VD5=VD6=0,VD7=Vo。二極管D2、D3兩端反向電壓從V0逐漸增大VD2=VD3=4nVin-V0。
(3)工作模態(tài)3[t2-t3] 如圖3(c)所示,t2時刻,D2、D3兩端電壓回落到穩(wěn)態(tài)關斷值2nVin,D5、D6關斷。變壓器原邊工作的狀況同模態(tài)2。當Vin≤Vo/n時,VC1=VC2=2nVin-Vo,VD5=VD6=nVin-Vo/2,VD7=2V。-2nVin;當Vin≥V。/n時.VD5=VD6=Vo/2。C1和C2在此工作模態(tài)一開始就向負載釋放存儲的部分能量,電壓下降至VC1=VC2=nVin,此時VD7=O。
(4)工作模態(tài)4[t3-t5] 如圖3(d)所示,t3時刻,S1關斷,此前ip1始終大于ip2,因此在S1關斷瞬間S2的反并二極管DS2導通,此時,S1兩端的電壓被箝位到Vin+Vc=2Vin;繞組Np1中的漏感能量通過低阻抗回路Np1-c-Ds2釋放到箝位電容C中,繞組Np2中的漏感能量通過回路Np2-Ds2一Cin釋放到Cin中。同時,流過D1、D4中的電流減小,D7導通,C1、C2提供部分負載電流;直到t4時刻,D1、D4完全關斷,C1和C2提供全部負載電流。在該模態(tài)中,ip1不斷減小,ip2不斷正向增大,當ip1=ip2時,Ds2自然關斷,該工作模態(tài)結束。該模態(tài)中VD7=0,VD5=VD6=Vo/2。
(5)工作模態(tài)5[t5-t6] 如圖3(e)所示,t5時刻,D2和S2都關斷。在該模態(tài)中,環(huán)流Ia=ip1=ip2=2nDI。經(jīng)過回路Vin-Np1-C-Np2給箝位電容C充電。副邊整流二極管全部關斷,C1和C2按照關系式(7)繼續(xù)給負載放電,提供全部的負載電流;VD5=VD6=Vo/2,VD7=O。當C1、C2放電為零時,該模態(tài)結束。
(6)工作模態(tài)6[t6-t7] 如圖3(f)所示,t6時刻,C1和C2放電為零,副邊整流二極管全部導通續(xù)流,iD1=iD2=Io/2。此時原邊開關管都處于關斷階段,環(huán)流Ia基本保持不變。VD7=O,VC1=VC2=0,VD5=VD6=Vo/2。
(7)工作模態(tài)7[t7-t14]
t7時刻,S2導通,開始下半個周期的工作,工作模態(tài)和上半個周期相同,只是勵磁電流的方向相反,完成變壓器的去磁。
2 緩沖吸收電路參數(shù)設計
緩沖電容的選取直接關系到整流二極管電壓尖峰的抑制效果。由前面模態(tài)2分析可知,緩沖電容若選取過小,諧振周期過短,尖峰抑制效果不明顯;若選取過大,雖然可以很好地抑制電壓尖峰,但是緩沖電容充放電時間過長,將影響PPF電路正常工作模態(tài),甚至占據(jù)整個二極管的續(xù)流過程,引起原邊開關管電流尖峰過大。實際在選取緩沖電容Cc時使諧振周期滿足式(8)條件:
3 實驗結果
為了驗證無損緩沖電路的尖峰吸收過程,研制了一臺1 000W的實驗樣機。實驗參數(shù)確定為:Vin=18V~32V,Vo=360V,n=9.5,C=33.3μF,L1=L2=320μH,C1=C2=4.7nF,C3=C4=470μF,Ts=20μs。S1和S2為FQAl40N10;D1、D2、D3、D4采用CSD10120,D5、D6、D7采用DSE112-06。
圖4(a)和圖4(b)給出了在額定輸入27V、輸出l 000W時,不加緩沖電路和加緩沖電路時整流二極管vD1的電壓波形。從實驗波形中可以看出,加緩沖電路后,vD1的電壓尖峰減小了300V左右,表明緩沖電路對整流二極管的電壓尖峰具有很好的抑制作用。圖4(b)中,S1關斷后,在4個整流管都續(xù)流前,vD1波形有一小段突起,對應的是緩沖電容C1和C2給負載放電的過程。
圖5給出了緩沖電路各器件的電壓波形,波形從上往下依次是vgsl、vC1、vD7、vD5。當任何一個開關管開通時,緩沖電容充電,抑制了關斷整流管的電壓尖峰;當任何一個開關管關斷時,緩沖電容給負載釋放能量,然后4個整流二極管均導通續(xù)流。整流二極管和緩沖二極管上振蕩周期均為和緩沖電容無關。其中,CD為整流二極管導通時的等效結電容。
圖6為該變換器在24V、27V、30V輸入時對應不同輸出功率的的效率分布曲線圖。其中輸入電壓為24V,輸出功率600W時最高效率可達93.1%,27V滿載1 000W時效率為92.8%。
4 結語
本文研究了一種高效率高可靠性的推挽正激直流變換器。針對整流二極管上的電壓尖峰高,應用了一種無源無損的緩沖吸收電路,可以很好地抑制整流二極管上的電壓尖峰。詳細地分析了該推挽正激直流變換器的工作原理,給出了緩沖電路的參數(shù)設汁,并通過研制的1kW實驗樣機,驗證了該緩沖吸收電路良好的尖峰抑制效果,從而提高了整流二極管工作時的可靠性。同時,實驗樣機也取得了高效率。