寬帶正交變換架構(gòu)模擬及實(shí)現(xiàn)

摘 要：主要闡述了正交ADC變換的架構(gòu)原理及其實(shí)現(xiàn)方法，具體包括總體結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)方法、LO泄漏抑制等，同時(shí)進(jìn)行了低通濾波器的設(shè)計(jì)，提出了基于控制IBIAS和優(yōu)化RLC濾波電路來實(shí)現(xiàn)抑制本振泄漏的方法，通過網(wǎng)絡(luò)分析儀的實(shí)際測試和軟件的仿真結(jié)果可以看出其完全能夠滿足無線系統(tǒng)的要求。此架構(gòu)對(duì)于研究超寬帶數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)有很好的借鑒作用。
關(guān)鍵詞：高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器；正交解調(diào)；本振泄漏抑制；RLC濾波電路

    當(dāng)今主流的下變頻接收方式主要是中頻接收技術(shù)，具體為：將射頻信號(hào)首先轉(zhuǎn)化為中頻信號(hào)，然后再轉(zhuǎn)化為基帶信號(hào)進(jìn)行處理。對(duì)射頻信號(hào)直接進(jìn)行采樣在技術(shù)上還很難實(shí)現(xiàn)，而且成本上也不合算。在當(dāng)前變換的研究中，大部分應(yīng)用都是先將射頻信號(hào)變換到中頻，再對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化，然后采用數(shù)字下變頻技術(shù)和多速率信號(hào)處理技術(shù)對(duì)信號(hào)進(jìn)行后續(xù)處理。

l 正交架構(gòu)理論分析
    正交ADC架構(gòu)框圖如圖1所示。

    首先，射頻輸入信號(hào)為實(shí)數(shù)，表示如下：

    
    I，Q信道信號(hào)經(jīng)變換產(chǎn)生兩個(gè)輸出，兩者相差為90°，然后經(jīng)過下變頻后處理。設(shè)下變頻本振頻率為fo，有：

   
    二者組合成復(fù)數(shù)形式的輸出信號(hào)為：

   
    如果對(duì)兩路輸出都進(jìn)行數(shù)字化，則輸入帶寬可以翻一倍，這一點(diǎn)可以從時(shí)域或頻域進(jìn)行解釋：在時(shí)域中，如果采樣頻率為fs，則當(dāng)達(dá)到最高輸入頻率時(shí)，必須能在一個(gè)周期內(nèi)獲得兩個(gè)采樣樣本，以滿足奈奎斯特采樣速率，那么，最高輸入頻率則為fs／2，如果還有一個(gè)Q信道，則將采集到多于兩個(gè)樣本，所以最高輸入頻率可以擴(kuò)展到fs。從頻域來說，如果輸入為實(shí)數(shù)，則輸出具有正頻率分量和負(fù)頻率分量，則非模糊的最高頻率為fs／2；對(duì)于復(fù)數(shù)來說，因?yàn)闆]有負(fù)頻率分量，所以最高輸入頻率可以擴(kuò)展到fs。但是當(dāng)變頻器覆蓋一個(gè)較寬的帶寬時(shí)，I信道與Q信道可能出現(xiàn)不平衡性，兩個(gè)信道的輸出可能具有不同的幅度，其相對(duì)相位也可能正好相差90°，這種不平衡性可能會(huì)導(dǎo)致信道產(chǎn)生一個(gè)鏡像信號(hào)，其理論分析如下：其中s(t)為實(shí)信號(hào)：

   
其中：a為幅度不平衡度；ε為相位不平衡度。其信號(hào)和鏡像的幅度分別為1+aejε和1一adjε，且：

   
其中：Ad為期望信號(hào)的幅度；Ai為鏡像信號(hào)的幅度。鏡像幅度和期望信號(hào)幅度的關(guān)系可以寫成：

   
    由圖2知，當(dāng)相位不平衡度小于2°時(shí)，若幅度平衡度小于0．15 dB，鏡像幅度將比期望信號(hào)小35 dB；如果幅度不平衡度為1．5 dB，相位不平衡低于20°時(shí)，鏡像將比期望信號(hào)幅度小15 dB。

    本設(shè)計(jì)中選用SRQ一2116正交混頻解調(diào)器，采用Agilent VNA E5071C網(wǎng)絡(luò)分析儀測試相位不平衡度。圖3給出用SRQ一2116評(píng)估板測試的結(jié)果。由圖3可見，在1 943～1964 MHz范圍內(nèi)相位不平衡度遠(yuǎn)小于2°。

    RF為一25

    在這種情況下對(duì)鏡像的抑制可達(dá)35 dB。

2 本振泄漏的抑制
    LO泄漏調(diào)零的HyperLynx原理電路見圖5。R28和R31阻值為8 kΩ，為使基帶信號(hào)的正交耦合最小，可以增大旁路電容C24和C30。連接S6的1，2將電壓源連到IBIAS，將IBIAS電壓從零開始往上調(diào)整，同時(shí)觀察LO泄漏是增大還是減少。如果減少，說明IBIAS偏置的極性是對(duì)的；如果增大，則負(fù)向調(diào)整IBIAS偏置，或?qū)6連接改為2，3。用同樣的方式調(diào)整QBIAS，優(yōu)化IBIAS，QBIAS，使LO的泄漏趨近于零。

    通過在I／Q端口引入直流偏置的方法可以對(duì)RF端口的LO泄漏進(jìn)行調(diào)零，使其泄漏電平低于--80 dBm。但會(huì)引起I／Q端IF接口的阻抗不匹配而使性能變差，因此必須使I／Q端口和ADC驅(qū)動(dòng)電路相匹配。如果不匹配，LO的二次諧波會(huì)泄漏到解調(diào)器的I／Q輸出端口，這種泄漏將抵消LO調(diào)零的效果，而且LO信號(hào)在I／Q中頻IF端口反射產(chǎn)生的殘余直流成分會(huì)影響調(diào)零狀態(tài)。
    中頻濾波器的仿真見圖6。通過中頻低通濾波器可以去掉信號(hào)中不必要的高頻成分，降低采樣頻率，避免頻率混淆，去掉高頻干擾。本設(shè)計(jì)采用了ADS仿真軟件進(jìn)行了濾波器的設(shè)計(jì)及仿真。為了更好地觀察更高頻率的結(jié)果，特地增加了仿真的頻率范圍。通過仿真結(jié)果可以看到，在射頻范圍內(nèi)濾波器能夠比較好地滿足實(shí)際的要求。

    RLC濾波電路見圖7。選擇50Ω的阻值并根據(jù)轉(zhuǎn)角頻率1／(2RC)選擇合適的電容C，這樣可以充分濾除fLO和2fLO雜波，而且不會(huì)影響基帶最高頻率處的頻響特性平坦度；對(duì)于I+／I一和Q+／Q一端的共模fLO和2fLO信號(hào)，RC網(wǎng)絡(luò)相當(dāng)于一個(gè)25Ω的端接電阻。RC網(wǎng)絡(luò)為fLO和2fLO泄漏提供了吸收路徑；電感則提供了高阻路徑來抑制反向輻射。通過測量可知，對(duì)fLO和2fLO泄漏的抑制分別可達(dá)8 dB和14．5 dB。

3 結(jié) 語
    對(duì)寬帶正交架構(gòu)在模擬域內(nèi)的設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)的一些關(guān)鍵技術(shù)以及在實(shí)際設(shè)計(jì)中會(huì)遇到的一些技術(shù)難點(diǎn)進(jìn)行了研究論證，并且創(chuàng)造性地提出了相應(yīng)的解決方法。通過仿真和使用網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行實(shí)際測試可以得出，本文的設(shè)計(jì)方法完全符合系統(tǒng)的要求，并具有一定的借鑒意義。