供電抑制比 (PSRR)與開環(huán)閉環(huán) D 類放大器

摘要：開環(huán)閉環(huán) D 類放大器逐漸成為消費性音頻電子設(shè)計人員的優(yōu)先選擇，若要準(zhǔn)確地掌握放大器的性能，就需要不同的方式來檢視電源紋波的效果?，F(xiàn)在的音頻設(shè)計人員非常重視降低系統(tǒng)成本、縮小體積以及提升音質(zhì)，而這些都需要高度供電噪音抑制架構(gòu)才能達(dá)成，然而，供電抑制比 (PSRR) 測量無法準(zhǔn)確判別 D 類橋接負(fù)載 (BTL) 放大器的性能。本文將探討傳統(tǒng)的 PSRR 規(guī)格及測量技術(shù)，并說明其何以無法確切地測得放大器的供電抑制功能，此外，文中還將提供另一種方式來檢視放大器音頻性能中的電源紋波效應(yīng)。

    長久以來，供電抑制比 (PSRR) 一直是評定放大器是否能抑制輸出端電源噪音的絕佳方式，然而，隨著 D 類放大器的普及與性能優(yōu)勢，光靠 PSRR 做為供電噪音抑制的指標(biāo)已顯不足。比較開環(huán)閉環(huán)數(shù)字輸入 I2S 放大器的 PSRR 規(guī)格時，這點尤其明顯。PSRR 規(guī)格大多相同，不過，聆聽采用非理想電源供應(yīng)的放大器所發(fā)出的音質(zhì)時，即可明顯地判別出音質(zhì)的差異。本文將概述傳統(tǒng)的 PSRR 測量方式，并說明這種測量方式何以無法確切判斷橋接負(fù)載 (BTL) 配置中 D 類放大器的供電抑制性能，同時提供能有效測量 D 類放大器之中供電噪音效應(yīng)的替代方法。

 若要了解 PSRR 測量何以不再能確切判別供電抑制性能，必須先回顧 AB 類放大器主導(dǎo)消費性音頻電子產(chǎn)品的那段歷史。AB 類放大器過去的配置都采用單端 (SE) 或 BTL 輸出配置，這與現(xiàn)今的配置相同。事實上，SE AB 類放大器一般都使用分支軌電源 (split rail supply) (亦即 +/- 12V)，因為電源供應(yīng)主要采用變壓器的型態(tài)，而且加入第二個軌不會導(dǎo)致成本負(fù)擔(dān)。BTL 配置較常用于非分支軌電源的音頻系統(tǒng)。然而，不論是 SE 或 BTL 配置，通過 AB 類放大器的基本架構(gòu)以及低于電源軌電壓的輸出電壓，AB 類放大器都能達(dá)到良好的 PSRR。

 針對 AB 類放大器，PSRR 測量能夠較準(zhǔn)確地指出放大器抑制電源噪音的能力，尤其是對于 SE 配置 (詳見下文)。首先讓我們來了解 D 類放大器對于市場的影響。D 類放大器的高效運作改變了市場的生態(tài)，使得工業(yè)設(shè)計出現(xiàn)大量的創(chuàng)新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構(gòu)與 AB 類放大器有根本上的差異，而且?guī)缀跚逡簧剡x用 BTL 作為其輸出配置。

 在 BTL 配置中，D 類放大器具備由四個 FETS 組成的兩個輸出級 (也稱為全橋式)。SE D 類放大器則只有由兩個 FETS 組成的單一輸出級 (也稱為半橋式)。相較于 SE 配置，BTL 輸出配置具有多項優(yōu)點，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應(yīng)，以及絕佳的開關(guān)噪音抑制性能。BTL 架構(gòu)的缺點則是需要兩倍數(shù)量的 FET 電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關(guān)成本增加，而且重建濾波器 (LC 濾波器) 的成本加倍。在現(xiàn)今 SE 及 BTL D 類放大器并行的市場中，BTL 占了絕大多數(shù)。

在 D 類 BTL 配置中，傳統(tǒng)的 PSRR 測量無法發(fā)揮效用。為了深入了解其中的原因，就必須先了解 D 類放大器的運作方式以及 PSRR 的測量方式。D 類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在 250kHz 以上。音頻會用來進(jìn)行切換頻率 (方波) 的脈沖寬度調(diào)變 (PWM)，然后重建濾波器 (LC 濾波器) 會用來擷取載波頻率中的音頻。這類切換架構(gòu)的性能相當(dāng)高 (架構(gòu)與開關(guān)模式電源供應(yīng)相同)，但是對于供電噪音的敏感度也遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)的 AB 類放大器。再仔細(xì)想想，放大器的輸出基本上是電源軌 (經(jīng)過脈沖寬度調(diào)變)，因此任何出現(xiàn)的供電噪音都會直接傳送到放大器的輸出。

供電抑制比 (PSRR) 是測定放大器抑制供電噪音 (亦即紋波) 達(dá)到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時必須考慮的重要參數(shù)，因為 PSRR 不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應(yīng)及/或大型去耦合電容。在消費市場中，電源供應(yīng)的成本、尺寸及重量是重要的設(shè)計考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價格急速下滑，而且便攜式設(shè)計日益普遍的情況下更是如此。

在傳統(tǒng)的 PSRR 測量中，放大器的電源電壓包含 DC 電壓及 AC 紋波信號 (Vripple)。音頻輸出為 AC 接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此 Vripple 不會明顯減弱 (圖 1)。此時會測量輸出信號，然后使用等式 1 計算 PSRR：

     等式 (1)

圖 1. 傳統(tǒng)的 PSRR 測量

圖 2 顯示在 D 類 BTL 音頻放大器上進(jìn)行的傳統(tǒng) PSRR 測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現(xiàn)供電噪音，不過，請注意出現(xiàn)的噪音在負(fù)載中為同相位 (in-phase)。因此，測量 PSRR 時，Vout+ 與 Vout- 紋波會相互抵消，產(chǎn)生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類 PSRR 測量無法指出放大器抑制供電噪音的優(yōu)劣程度，而 PSRR 測量無法發(fā)揮效用的主因是輸入在測量期間為 AC 接地。在實際應(yīng)用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。

播放音頻時，供電噪音會與內(nèi)送音頻相互混合/調(diào)變，而整個音頻頻帶會產(chǎn)生程度不一的失真狀況，BTL 配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業(yè)界稱此為互調(diào)失真 (IMD)。IMD 是兩個以上不同頻率的信號混合后所產(chǎn)生的結(jié)果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率 (整數(shù)倍數(shù))。

圖 2. 具備 LC 濾波器的 BTL D 類 PSRR 測量

在繼續(xù)探討如何應(yīng)付 PSRR 測量的缺陷之前，首先談?wù)撘幌禄仞仭那拔牡恼撌鲋?，?yīng)該不難察覺到 D 類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進(jìn)行反饋，這將成為一個重大缺陷 (在高階音頻應(yīng)用中，開放回路放大器可達(dá)到不錯的音質(zhì)，然而這類放大器一般都具備相當(dāng)穩(wěn)定、高性能的電源，而且成本也相當(dāng)高，因此不能相提并論。) 若要補強對供電噪音的敏感度，設(shè)計人員可以設(shè)計一個電源已經(jīng)過良好調(diào)節(jié)的系統(tǒng)，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的 D 類放大器 (也稱為封閉回路放大器)。

在現(xiàn)今的消費性電子產(chǎn)品市場中，大多數(shù)的模擬輸入 D 類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數(shù)字輸入 I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通過數(shù)字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路 I2S 放大器并不普遍，因為要建立反饋回路來進(jìn)行 PWM 輸出取樣并且與內(nèi)送 I2S 數(shù)字音頻串流 (digital audio stream) 相加總是相當(dāng)困難的。在模擬反饋系統(tǒng)中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著 I2S 市場的演變，大多數(shù)的 I2S 放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構(gòu)。

顯然 PSRR 不是測量 BTL D 類放大器供電抑制的有效方法，那么應(yīng)該怎么做？現(xiàn)在回頭談?wù)劵フ{(diào)這個名詞。設(shè)計人員需要測量在播放音頻時所產(chǎn)生的互調(diào)失真及其對應(yīng)的 THD+N 配置。在開始之前，讓我們先回顧一下 SE 架構(gòu)。在 SE 架構(gòu)中，不論是 AB 類、D 類或 Z 類，都沒有 BTL 架構(gòu)的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于 AB 類或 D 類放大器而言，在 SE 架構(gòu)中，傳統(tǒng)的 PSRR 測量都能夠確實指出供電噪音抑制的情形。

在進(jìn)行實驗后便能取得一些數(shù)據(jù)，而藉由下列一系列測量所得的數(shù)據(jù)，則可分析和比較開放回路及封閉回路 I2S 放大器的電源紋波 IMD。數(shù)字 1kHz 音調(diào)注入放大器的輸入，而 100Hz 的 500mVpp 紋波信號則注入電源供應(yīng)。通過音頻精準(zhǔn)度內(nèi)建于 FFT 的功能可取得差動輸出的 FFT，進(jìn)而進(jìn)行觀測 IMD。

圖3 顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz 輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶 (sideband)。反饋回路正有效地抑制互調(diào)失真。

圖3. TAS5706 封閉回路互調(diào)曲線圖

圖 4 顯示相同的 IMD 測量，但是這次是在 I2S 開放回路放大器進(jìn)行測量。900 Hz 及 1.1kHz 的旁波帶相當(dāng)明顯，因為其中沒有抑制 IMD 的反饋。

圖 4. 開放回路互調(diào)曲線圖

現(xiàn)在提供一個好消息。在圖 3 及圖 4 中，可以清楚看出電源噪音 IMD 所產(chǎn)生的效果，不過，就音質(zhì)而言，IMD 是一種很難達(dá)到定性的測量方式。進(jìn)行這種實驗時，可選擇改為測量 THD+N 配置，以下兩項測量將依此進(jìn)行。THD+N 是以 1kHz 數(shù)字音頻及 500mVpp 電源紋波進(jìn)行測量，電源紋波頻率則介于 50Hz 至 1kHz 之間。

圖 5 顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的 THD+N 曲線圖。紅線表示電源供應(yīng)未出現(xiàn)任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態(tài)。另一條曲線表示介于 50Hz 至 1kHz 之間的紋波頻率。當(dāng)紋波頻率增加時，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經(jīng)過良好調(diào)節(jié)的電源能夠達(dá)到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現(xiàn)今極為競爭的消費性電子產(chǎn)品市場而言，會是一大問題。

圖 5. 開放回路：不同 PVCC 紋波頻率的 THD+N 與頻率

圖 6 顯示封閉回路放大器的相同 THD+N 曲線圖。其中反饋抑制了互調(diào)失真，因此音頻未出現(xiàn)任何紋波噪音。

圖 6. 封閉回路：不同 PVCC 紋波頻率的 THD+N 與頻率

結(jié)論

本文回顧了測量 PSRR 的傳統(tǒng)方法，并指出其未能有效測量 BTL D 類放大器供電紋波效應(yīng)的原因。BTL 輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現(xiàn)任何音頻，便產(chǎn)生了錯誤的讀數(shù)。這是規(guī)格上的重大缺陷，因為供電噪音抑制性能是選擇 D 類放大器時其中一項相當(dāng)重要的指標(biāo)，尤其在檢視數(shù)字輸入 (I2S) 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現(xiàn) 1kHz 音頻信號且電源供應(yīng)出現(xiàn)噪音時的 IMD 及 THD+N情況。本文最后說明封閉回路 D 類放大器何以能夠針對供電噪音進(jìn)行補償而開放回路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費性電子產(chǎn)品市場中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構(gòu)能否降低系統(tǒng)成本是相當(dāng)重要的設(shè)計重點。