摘要：設計了一個1.1W單通道自適應濾波的D類音頻功率放大器，該功率放大器采用雙邊對稱三角波作為載波的PWM調制方式，有效降低功放的總諧波失真度。測試結果表明：在5V電源電壓下驅動4Ω負載，可提供1.1W的額定輸出功率，效率高達90%。電路采用共模反饋的全差分放大輸入設計具有高噪聲抑制比，低靜態(tài)電流與較強的抗電源干擾EMI的特點。
引言
隨著便攜式電子產品的不斷發(fā)展，功率放大器的性能對產品的質量有著重要的音響。傳統(tǒng)的線性功放(A、B、AB類)雖然有良好的線性度和 THD等性能，但都有共同的缺陷，效率都低于50%，功耗大，制約在便攜式產品上的應用。而高效率、節(jié)能、低失真、體積小D類功放越加受到人們青睞。
本文設計了一種自適應濾波全差動音頻放大器，電路2.5V-5.5V的寬電壓工作范圍，2.8mA的靜態(tài)電流，0.5uA的關斷電流，芯片內部產生 250kHz的開關頻率，帶共模反饋的全差分放大輸入，9mS的延時啟動時間，能有效防止開機浪涌電流產生的爆音干擾。該電路采用自適應濾波結構，具有高效率、低靜態(tài)電流與較強的抗電源干擾EMI的特點。
1 系統(tǒng)電路設計
本文提出了芯片系統(tǒng)如圖1所示，放大器內部是由兩級全差分放大電路、PWM波形比較器、去尖峰邏輯電路、邏輯門驅動輸出、延時啟動電路、三角波產生電路、基準和偏置電路、過載保護電路組成。
輸入差分信號經過全差分放大器放大之后，與250kHz的三角波信號比較，產生了PWM波。在波形產生后，通過波形的整形和去尖峰電路，得到比較純凈的PWM波形。然后進入H橋式驅動電路輸出脈沖信號VO+，VO+驅動揚聲器發(fā)聲。
2 主要單元電路設計與實現
2.1 輸入放大級
D類功放的輸入放大信號是通過閉環(huán)的運算結構來實現的。這里使用了兩級全差分運算放大器圖2所示，全差分運放內部結構為第一級采用折疊式共源共柵運放，第二級采用共源輸出級，并加入Miller補償，提高系統(tǒng)相位裕度。如圖3所示。
在高增益全差分放大器中，輸入級的差分MOS管和有源負載的失配會對使得全差分運放的共模輸出電平不穩(wěn)定。因此為使全差分運放的輸出共模電平的電位達到一個固定值，設計中加入了一個共模反饋網絡。圖3中OPAMP運放的輸入端信號電位P582_G等于三角波信號Q2_B的中點電位。這個運放在整個電路中構成負反饋，那么該運放的反相端電位Vout CM信號的電位等于同相端的電位P582_G。這樣，全差分共模輸出電位穩(wěn)定為電位P582_G。
第一級全差分運放OPAMP1中，R3和R4是外部的元器件，內部反饋電阻R908和R909電阻都為150kΩ。第一級全差分運放的增益為：
第二級全差分運放OPAMP2中，R808和R809阻值約為113kΩ，是內部輸入電阻，R629和R771阻值約為240kΩ，是內部反饋電阻。第二級全差分運放的增益為：
整個電路的增益為20。
如果外部的電阻變化那么整個電路的增益為：
2.2 三角波振蕩電路
本文采用的三角波振蕩電路如圖4所示，主要包括振蕩核心電路，比較器和鎖存器等。輸入R182_MINUS信號提供一個接近1/2Vdd的電壓，這個電壓經過運放跟隨，加在R197上產生一個電流，這個電流經過鏡像電流源鏡像給R176和R179支路，及P1634和N1637支路。當三角波振蕩電路工作時，電容C44上的Vc的電位與V1、V2電位進行比較，輸出控制P1634、N1637、P1635、N1636的開斷。
當Vc<V1<V2時，S端為“0”、R端為“1”：Q端為“0”、QN端為“1”。P1634和N1636開啟，N1637和P1635關閉，I1電流源對電容C44充電，Vc電位升高。I2電流源電流從N1636流出，使得I2電流源不會進入線性區(qū)。
當V1<Vc<V2時，S端為“1”、R端為“1”；Q端保持為“0”、QN端保持為“1”。P1634和N1636開啟，N1637和P1635關閉，I1電流源對電容C44充電，Vc電位繼續(xù)升高。
當V1<V2<Vc時，S端為“1”、R端為“1”；Q端變?yōu)?ldquo;1”、QN端變?yōu)?ldquo;0”。N1637和P1635開啟，P1634和 N1636關閉，I1電流源通過P1635流出，使得I1電流源不會進入線性區(qū)。I2電流源對電容C44放電，Vc電位開始降低。
當V1<Vc<V2時，S端為“1”、R端為“1”：Q端保持為“1”、QN端保持為“0”。N1637和P1635開啟，P1634和N1636關閉，I2電流源對電容C44放電、Vc電位繼續(xù)降低。
以上過程周期循環(huán)，由于對電容C44充電的電流恒定，那么電容上的電壓C44 PLUS為三角波。
圖4中產生三角波的信號幅值VTR與頻率fTR分別為：
可獲得振蕩頻率大約為250kHz的三角波。
2.3 PWM比較器電路
PWM比較器電路的性能直接影響到輸出調制信號的準確度，因此需要建立時間快、轉換速率高并且能夠防止噪音擾動的高性能比較器。PWM比較器電路如圖5所示。
Vout信號是全差分運放OPAMP2的輸出，Q2_B信號是三角波信號。兩個信號進入Q1和Q2為輸入端的比較器中。經過反相器和施密特觸發(fā)器X59整形后輸出PWM方波信號X59_VO。這個信號X59_VO反饋到了比較器的N2619的輸入端，比較器的另一N2618輸入端信號為三角波的中點電位 P582_G。
當Vout信號電位大于Q2_B電位時，比較器輸出端VO為低電位，經過反相器和觸發(fā)器后得到高電位信號X59_VO。信號X59_VO與電位 P582_G比較后，更有利于使VO電位成為低電位。從電流角度來分析，當Vout大于Q2_B，8倍的I電流都從Q1和P374這條支路流過，同時 X59_VO大于P582_G使得一倍的I電流從N2619和P374流過，這樣總共流過P374的電流為9倍
I電流。當Vout信號電平與Q2_B正好相等時，流過Q2的電流和Q1的電流都為4倍I電流，那么流過P374的電流為5倍I電流，流過P369的電流為4倍電流。在這種情況下，VO還將保持原來的低電位。整個比較器就好比施密特觸發(fā)器那樣，對信號有穩(wěn)定作用。
2.4 內部頻率和第二級差放增益調整電路
電路內部設計了同步對第二級全差分運放增益和三角波頻率的調整電路，如圖6所示。
電路中采用選擇燒斷4個多晶電阻的方法來調節(jié)，采用4線-16線譯碼器輸出電位，來控制mos管的通斷來控制電路內部電阻阻值。
電路內有4個燒寫點T1、T2、T3、T4，外加一個公共燒寫點T0。燒斷電阻后，該支路電位為高電位;沒有燒斷為低電位，結果見表1所示。
3 仿真結果與分析
采用cadence的spectre仿真器，使用CSMC0.5UM 5V混合工藝模型參數對整個電路進行了仿真。
首先對輸入級運放的開環(huán)增益、閉環(huán)增益、相位裕度和功耗等特性進行了仿真。結果如圖8所示，其中當電源電壓Vin=4.6V，Temp=27℃，運放低頻開環(huán)增益為110dB，閉環(huán)增益為20 dB、相位裕度大于65deg，單位增益帶寬為19MHz，功耗約為12mW。
(a)全差分運算放大器閉環(huán)增益
(b)全差分運算放大器開環(huán)增益
三角波振蕩電路的仿真結果如圖9所示，X1544 Y對應Q端信號，X1545 Y對應QN端信號。C44 PLUS對應三角波振蕩波，VH=2.8V，VL=1.5V， 仿真得三角波和方波的周期均為4us。振蕩頻率大約為250kHz。
比較器電路的輸出波形如圖10所示，5V電源電壓，接入1kHz正弦信號，調制信號為250kHz的三角波信號。可以看出，當音頻信號變化時，PWM信號翻轉速度很快，避免了輸出信號的交越失真。
4 總結
本文基于CSMC 0.5UM 5V混合工藝設計了一種1.1W自適應濾波D類音頻功率放大器。重點介紹了輸入級運放電路和脈寬調制PWM模塊以及產生高精度電壓的基準電路模塊。從仿真實驗結果顯示，設計的功率放大器實現了大功率條件下高性能D類音頻功放的設計要求。該芯片采用BGA形式的封裝，外圍只需要3個元器件，應用上可以做到微型化，使用在PDA和移動電話中。
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