PA-Switch系列集成控制器在小功率DC-DC變換器中的應(yīng)用（二）

5．應(yīng)用

5．1 DPA-Switch的選擇

實(shí)際應(yīng)用當(dāng)中，選用何種型號(hào)的DPA-Switch，應(yīng)根據(jù)變換器的最大輸出功率、效率、散熱以及成本等因素綜合考慮。比較簡(jiǎn)便的方法是借助DPA-Switch的“輸出功率－耗散功率關(guān)系表”，如表1－表3所示。

注意，上述關(guān)系表是在5V單路輸出及采用肖特基二極管整流，同時(shí)DPA-Switch散熱狀況良好，結(jié)溫低于100℃的條件下得出的。

通過表1－表3可以直觀的看出，在不同的直流輸入范圍內(nèi)，DPA-Switch的輸出功率與耗散功率的關(guān)系。例如，當(dāng)輸入直流電壓范圍為36V-75V時(shí)，DPA424R在23W變換器中的典型耗散功率為1W，而DPA425R在23W變換器中的典型耗散功率僅為0.5W。由于在相同條件下DPA425R的耗散功率更低，變換器的效率能夠提高大約2％。由此可知，在通常情況下，對(duì)于小功率DC－DC變換器，為了獲取更高的效率，可以選用規(guī)格高一等級(jí)的控制器。

5．2 相關(guān)問題

（1）初級(jí)箝位

為了防止DPA-Switch內(nèi)部開關(guān)管漏極電壓受初級(jí)漏感電流的影響而超出其額定值，在初級(jí)側(cè)需要增加箝位網(wǎng)絡(luò)。實(shí)際當(dāng)中箝位網(wǎng)絡(luò)由齊納二極管和小容量電容構(gòu)成并跨接在初級(jí)繞組上，不但效果良好，而且成本也較低。

（2）輸出整流

次級(jí)整流推薦采用肖特基二極管或同步整流結(jié)構(gòu)。

（3）軟啟動(dòng)

由于反饋環(huán)路動(dòng)作需要一定的時(shí)間，變換器在啟動(dòng)過程中承受的應(yīng)力非常大，因此DPA-Switch內(nèi)部加入了軟啟動(dòng)電路。在軟啟動(dòng)過程中，大約經(jīng)過5ms的時(shí)間，占空比才由零線性上升至DCMAX。同時(shí)，初級(jí)限流閾值也由85％上升至100％。輸入電壓在這段時(shí)間內(nèi)逐步上升，直至反饋環(huán)路開始起作用。軟啟動(dòng)電路有效降低了啟動(dòng)過程中DPA-Switch內(nèi)部MOSFET、箝位電路以及輸出二極管的開關(guān)應(yīng)力，避免變壓器飽和。另外，軟啟動(dòng)電路還能夠起到抑制輸出電壓過沖的作用。在某些應(yīng)用場(chǎng)合下，可以省掉輸出平滑電容。

（4）開關(guān)頻率

DPA-Switch提供300KHz和400KHz兩種開關(guān)頻率。對(duì)于采用變壓器次級(jí)直接驅(qū)動(dòng)的同步整流結(jié)構(gòu)，開關(guān)頻率推薦采用300KHz。因?yàn)榇藭r(shí)貯存在電感中的磁化能量更多，足以驅(qū)動(dòng)MOSFET。

（5）變壓器

在正激變換器設(shè)計(jì)中，推薦變壓器的最大工作磁通在1500高斯左右變化，而峰值磁通密度在3500高斯左右比較合適，并應(yīng)確保磁性元件，包括變壓器和輸出電感，在過載等極限狀態(tài)下不飽和。如果為了提高變換器的效率而選用了高一等級(jí)的DPA-Switch，應(yīng)將其限流閾值下調(diào)至峰值工作電流附近，一方面限制過載功率，另一方面也可減小次級(jí)元件的尺寸。

（6）空載及待機(jī)功耗

在輕載或空載狀態(tài)下的“周期跳越”功能能夠顯著降低功耗。如果在一些應(yīng)用場(chǎng)合不宜采用“周期跳越”功能，則需要外接預(yù)置負(fù)載。

（7）電路布局

DPA-Switch的基板在芯片設(shè)計(jì)時(shí)與內(nèi)部MOSFET的源極連在一起，這樣做的目的是使DPA-Switch的基板起到開關(guān)大電流功率回線的作用。因此，在電路布局時(shí)需用寬的、低阻抗印制線將DPA-Switch的基板與輸入解耦電容相連。注意，DPA-Switch的Source引腳不再流過大功率電流，而只作為信號(hào)地使用。如果布局上有誤，將造成工作異常。

Control引腳上的旁路電容應(yīng)與Source引腳及Control引腳緊挨在一起，Source引腳與Line-Sense引腳和External Current Limit引腳之間的元件也應(yīng)盡量靠近。需要注意的是，流過Source引腳的開關(guān)電流必須經(jīng)過單獨(dú)的印制線與輸入電容相連，而不能與Control引腳、Line-Sense引腳或External Current Limit引腳上的元件共用印制線。

與Line-Sense引腳和External Current Limit引腳連接的所有印制線都應(yīng)盡可能的短，并遠(yuǎn)離Drain引腳的印制線。另外，Line-Sense引腳與其外接電阻之間、Control引腳與其外接電容之間、反饋光藕與Control引腳及Source引腳之間的印制線都應(yīng)盡可能的短，以避免噪聲耦合干擾。

（8）散熱

如果使用單面印制板，為了更好的散熱，推薦采用復(fù)合鋁印制板。這種印制板的底面為鋁復(fù)合層，外接散熱器可以直接固定在上面。如果采用雙面板，覆銅厚度應(yīng)加厚，以提高散熱效果。注意，如果采用復(fù)合鋁印制板，應(yīng)采取一定的屏蔽措施，以防止高頻開關(guān)噪聲信號(hào)與鋁基板發(fā)生耦合。

5．3 設(shè)計(jì)指導(dǎo)

DPA-Switch非常適合于單端正激DC-DC變換器的設(shè)計(jì)。隨著專用設(shè)計(jì)軟件PI Expert功能的不斷完善，采用DPA-Switch進(jìn)行設(shè)計(jì)已經(jīng)變得越來越簡(jiǎn)便和快捷。有關(guān)PI Expert專用設(shè)計(jì)軟件的使用方法不在本文討論的范圍之內(nèi)，下面將要詳細(xì)討論的是采用DPA-Switch設(shè)計(jì)小功率單端正激DC-DC變換器時(shí)需要注意的各種問題。對(duì)這些問題的探討將有助于設(shè)計(jì)者更深入的了解DPA-Switch。

圖20所示為DPA-Switch控制的30W單路輸出單端正激DC-DC變換器的典型電路原理圖。其規(guī)格如表4所示：

5.3.1 系統(tǒng)要求

（1）輸入電壓范圍

設(shè)計(jì)過程中，實(shí)際輸入電壓范圍應(yīng)比規(guī)格所要求的要寬。由表4可知，變換器要求的輸入電壓范圍為36V－75V，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)留有裕量，最低輸入直流電壓可設(shè)為30V，最高輸入直流電壓可設(shè)為90V。

（2）輸出特性

反饋環(huán)路采用帶頻率補(bǔ)償?shù)腡L431進(jìn)行控制。輸出濾波電感和輸出濾波電容的大小對(duì)噪聲和紋波的影響很大，如何選取稍后討論。

（3）輸出整流電路

如果考慮成本，輸出整流電路可以選用肖特基二極管；如果要進(jìn)一步提高系統(tǒng)效率，輸出整流電路可以采用同步整流電路。需要注意的是普通的超快恢復(fù)二極管在這里并不適用。有關(guān)同步整流的電路詳細(xì)討論也在稍后討論。

（4）效率

變換器的效率當(dāng)然是越高越好，但實(shí)際當(dāng)中設(shè)計(jì)者不得不權(quán)衡利弊，考慮成本以及電路復(fù)雜程度等問題。圖20所示的電路，在中等負(fù)載條件下的效率超過85％。如果變換器未采用同步整流電路，DPA-Switch的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的25％，輸出整流電路的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的40％，磁性部件的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的30％。當(dāng)采用同步整流電路時(shí)，變換器的效率能夠提高到90％。目前，下一代DPA-Switch正在開發(fā)當(dāng)中，由于其RDS(ON)更低，變換器的效率有望得到進(jìn)一步的提高。另外，增大磁芯的體積，提高工作頻率都有助于提高變換器的效率，但變換器的成本和電路復(fù)雜程度也會(huì)相應(yīng)提高，設(shè)計(jì)時(shí)必須綜合考慮。

（5）溫度

DC－DC變換器的工作溫度范圍通常都比較寬，而無源器件的特性受溫度的影響比較大。因此，元器件必須經(jīng)過認(rèn)真篩選。輸出電容器和反饋環(huán)路元件的選擇非常關(guān)鍵，關(guān)系到整個(gè)系統(tǒng)的正常運(yùn)行，詳細(xì)內(nèi)容也在稍后討論。

5.3.2 偏置電壓

獲取DPA-Switch偏置電壓的方法通常有三種：

　?。╝）如果輸入電壓范圍在18VDC－36VDC，可以直接由輸入電壓向DPA-Switch提供偏置電壓，參見圖21；

　　（b）在變壓器上增加偏置繞組，參見圖22；

　?。╟）在輸出耦合電感上增加偏置繞組，參見圖20。

無論采用哪一種方法，在任何工作狀態(tài)下都必須保證光耦的集電極電壓達(dá)到8V，這樣才能確保DPA-Switch的偏置電壓達(dá)到12V的下限。

上面給出的三種方法中，第一種方法最簡(jiǎn)單，只需要在光耦的集電極和直流輸入端之間串接一只齊納二極管。增加齊納二極管一方面是為了限壓，更重要的則是為了限制光耦的耗散。這種方法的缺點(diǎn)是效率低，只適用于18V－36V的低輸入電壓應(yīng)用場(chǎng)合。

在第二種方法中，功率變壓器上的偏置繞組應(yīng)與整流二極管的正極相連，以保證其在DPA-Switch工作時(shí)導(dǎo)通。由于偏置電壓的大小與輸入電壓成正比，因此輸入電壓越高，變換器的效率也越低。但是與第一種方法相比，對(duì)變換器效率的影響還是可以承受的。

第三種方法是在輸出耦合電感上增加一個(gè)偏置繞組。當(dāng)變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下時(shí)，這種方法最為適宜，而且效率最高。不足之處在于提高了輸出耦合電感的成本和復(fù)雜程度。偏置電壓的大小可以通過改變?cè)驯?、偏置電容的大小以及最小?fù)載進(jìn)行調(diào)節(jié)。

5.3.3 變壓器

變壓器是變換器設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵。可以在PI Expert專用設(shè)計(jì)軟件的協(xié)助下完成變壓器的設(shè)計(jì)工作。

（1）匝比

變壓器最重要的參數(shù)是原邊和副邊之間的匝比。該匝比應(yīng)能保證變換器在最低輸入電壓條件下，維持正常的輸出電壓。在圖20所示的變換器中，輸入電壓下限為36V。而在實(shí)際當(dāng)中，考慮到欠壓鎖定電路的容差，輸入電壓可能會(huì)低至29V。該值減去變換器在滿載時(shí)DPA-Switch的漏－源電壓和變壓器繞組高頻交流電阻上的壓降，然后乘以最大占空比，再除以滿載時(shí)輸出電壓與輸出整流二極管壓降的和，所得結(jié)果就是變壓器匝比的上限。注意，由于DPA-Switch采用電壓模式控制，其最大占空比可以超過50％。

（2）磁芯和繞組

選擇磁芯時(shí)需要著重考慮的是磁芯的材質(zhì)，所選磁芯的材質(zhì)必須保證在DPA-Switch工作頻率下的損耗最低。同時(shí)還要綜合考慮溫度、繞組面積、磁芯截面積以及磁芯表面積與磁芯體積之間的比率等因素對(duì)功耗及變壓器熱阻的影響。變壓器設(shè)計(jì)完成后，還需要通過樣機(jī)進(jìn)行校驗(yàn)，以確保變壓器在變換器實(shí)際運(yùn)行過程中的溫升符合設(shè)計(jì)要求。

選擇繞組的線徑時(shí)，必須要考慮趨膚效應(yīng)和臨近效應(yīng)。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，當(dāng)輸出電流超過6A時(shí)，繞組最好采用扁平薄銅帶。

（3）其他

繞線長(zhǎng)度應(yīng)盡可能的短，否則繞組本身的阻性損耗將不可忽略。

為了減小損耗，應(yīng)盡可能的減小變壓器的漏感，推薦初級(jí)繞組和次級(jí)繞組采用間繞方式。另外，繞制變壓器時(shí)無需留氣隙。

如果變壓器上繞有偏置繞組，其匝數(shù)必須足夠多，以保證在最低輸入電壓條件下維持8V的偏置電壓。

交流磁通密度對(duì)磁芯的損耗也有影響。因此，交流磁通密度必須保持在1000－1500高斯之間。

5.3.4 輸出電感

輸出電感的電感量主要取決于變換器對(duì)輸出紋波電流的要求。如果輸出電感較小，就必須增大輸出電容的容量，以使紋波電流的大小符合設(shè)計(jì)要求。注意，必須選用低ESR的輸出電容。輸出電感中的紋波電流較大，意味著DPA-Switch中的峰值電流也較大，最終將導(dǎo)致系統(tǒng)損耗的增加及效率的降低。

設(shè)計(jì)輸出電感主要參照紋波電流峰－峰值與電感平均電流的比值K△I。K△I越小，表示輸出電感量越大，輸出紋波電流越低。該值的選取應(yīng)綜合考慮輸出電感的體積、輸出電容的大小、效率以及成本等因素。推薦K△I的取值在15％至20％之間。如果K△I過高，將會(huì)導(dǎo)致輸出電容上的應(yīng)力和紋波電壓的增大。為減小阻性損耗，輸出電感繞組的匝數(shù)也應(yīng)盡可能的少。另外，選用低損耗材質(zhì)的磁芯。

在用PI Expert專用設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，程序會(huì)自動(dòng)計(jì)算出輸出電感量、RMS電流以及峰值貯存能量等參數(shù)。在選用磁環(huán)時(shí)需要參考峰值貯存能量這一參數(shù)，該參數(shù)關(guān)系到磁環(huán)是否會(huì)飽和。

如果輸出電感上繞有偏置繞組，應(yīng)確保該繞組能夠向光耦提供12V的偏置電壓。偏置繞組的匝數(shù)可以通過輸出電壓最低值、輸出整流二極管以及偏置整流二極管最大正向壓降計(jì)算得到。

5.3.5 DPA-Switch的選取

選取DPA-Switch的第一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)是峰值電流承受能力。根據(jù)變壓器的匝比以及輸出電感中的峰值電流，可以估算出變壓器初級(jí)繞組中峰值電流的大小，此時(shí)可暫不考慮變壓器磁化電流的影響?？紤]裕量，所選DPA-Switch的電流額定值應(yīng)比變壓器初級(jí)繞組峰值電流估算值高10％。

選取DPA-Switch的第二個(gè)標(biāo)準(zhǔn)是功耗大小。如果不采用同步整流，DPA-Switch的功耗將占到系統(tǒng)總功耗的25%左右。如果所選的DPA-Switch功耗過大，可以考慮選用高一等級(jí)的DPA-Switch。

當(dāng)輸入電壓較低時(shí)，阻性壓降在功耗中起主要作用，由于大的DPA-Switch的RDS(ON)較低，因此其損耗也低，系統(tǒng)效率得以提高。但是，當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，由于DPA-Switch中RMS電流下降，而漏極電容上的損耗增加，此時(shí)RDS(ON)的降低對(duì)系統(tǒng)效率的影響很小。

5.3.6 箝位電路

為了防止DPA-Switch的漏極過壓，需要加入箝位電路。圖20中采用的箝位電路比較簡(jiǎn)單，即在DPA-Switch的漏極和源極之間加入了一只150V齊納二極管，同時(shí)在變壓器初級(jí)側(cè)還跨接有一只箝位電容。在連續(xù)工作狀態(tài)下，齊納二極管不起作用，但在啟動(dòng)、負(fù)載瞬變以及過載過程中，該二極管將對(duì)DPA-Switch的漏極提供箝位保護(hù)。

變換器正常連續(xù)工作時(shí)，跨接在初級(jí)繞組上的箝位電容通過吸收漏感上的能量使漏－源電壓低于齊納二極管的擊穿電壓。箝位電容的大小由漏感和峰值電流的大小決定。該電容的取值應(yīng)能保證漏感中的能量在下一個(gè)工作周期內(nèi)大部分得到恢復(fù)。電容容量過小將導(dǎo)致齊納二極管導(dǎo)通，而齊納二極管上的功耗將影響系統(tǒng)的效率。電容容量過大將增大DPA-Switch的開通損耗，同樣將導(dǎo)致系統(tǒng)效率的下降，而且還會(huì)對(duì)變壓器的復(fù)位產(chǎn)生影響。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，如果變換器的功率在10W－40W，則該電容的取值范圍應(yīng)在10pF至100pF之間。

5.3.7 變壓器復(fù)位電路

為了防止變壓器飽和，在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變壓器磁化電感中的磁通必須復(fù)位以維持伏秒積的平衡。變壓器中儲(chǔ)存的寄生能量以磁化電流的形式表現(xiàn)出來。變壓器飽和相當(dāng)于短路，必須依靠外部電路將磁化電感中的能量在變壓器飽和之前轉(zhuǎn)移走。變壓器復(fù)位電路要求DPA-Switch的漏壓高于輸入電壓。設(shè)計(jì)過程中，必須保證變壓器復(fù)位電路不會(huì)加重DPA-Switch漏極電壓的應(yīng)力。

圖23所示為實(shí)際電路中的變壓器復(fù)位電路，在每個(gè)開關(guān)周期結(jié)束的時(shí)候，變壓器中的磁通將被復(fù)位。該電路的核心元件是跨接在輸出整流二極管上的串聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)DPA-Switch關(guān)斷時(shí)，磁化電感中的電流通過變壓器次級(jí)對(duì)電容CS進(jìn)行充電。一方面，CS必須足夠小以保證在磁化電流在最短的時(shí)間內(nèi)歸零。而另一方面，CS又必須足夠大以保證漏－源電壓在正常工作狀態(tài)下低于齊納二極管的箝位電壓。RS的大小一般在1－5歐姆之間。

5.3.8 輸出電容

輸出電感中的紋波電流在輸出電容上產(chǎn)生電壓紋波。紋波電壓一部分由電容內(nèi)部的電流造成，另一部分則由電容的串聯(lián)等效電阻產(chǎn)生。通常大部分的紋波電壓都源自串聯(lián)等效電阻，因此輸出電容的容量要盡可能的大，而其串聯(lián)等效電阻則應(yīng)盡可能的低。與電感中的紋波電流類似，電容串聯(lián)等效電阻上的紋波電壓也是三角波。

在DC－DC變換器中，輸出電容一般都選用固態(tài)鉭電容，這是由于在變換器工作頻率下，固態(tài)鉭電容的串聯(lián)等效電阻值和阻抗都較低。在反饋環(huán)路設(shè)計(jì)中，也需要考慮串聯(lián)等效電阻的問題，因此串聯(lián)等效電阻值的大小一定要合適。另外，需要注意的是，超出特定的溫度范圍后，串聯(lián)等效電阻值將發(fā)生顯著變化，進(jìn)而輸出紋波和反饋環(huán)路的穩(wěn)定性都會(huì)受到影響，因此需要對(duì)變換器樣機(jī)的極限溫度參數(shù)進(jìn)行測(cè)試，以保證串聯(lián)等效電阻值保持相對(duì)穩(wěn)定。

輸出電容的額定電壓值至少應(yīng)比最大工作電壓高出25％，降額因子為80％。例如，對(duì)于一個(gè)輸出電壓為5V的變換器，輸出電容的額定電壓值可取為6.3V或10V。電容的額定電壓值越低，其體積越小，但其故障率會(huì)高一些。

5.3.9 反饋環(huán)路

反饋環(huán)路有三個(gè)重要的參數(shù)：截止頻率、相位裕量和增益裕量。截止頻率主要用來衡量系統(tǒng)的帶寬。相位裕量在任何時(shí)候都不能低于45度，低于該值，系統(tǒng)將變得不穩(wěn)定。另外，相位裕量還與系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性有關(guān)。相位裕量過低，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性將變差。增益裕量的大小在6dB-10dB之間比較合適。

高頻正激DC－DC變換器的頻帶寬度較大，不宜穩(wěn)定，設(shè)計(jì)時(shí)大多采用逐周電流模式控制。DPA-Switch仍采用傳統(tǒng)的電壓模式控制，無需斜坡補(bǔ)償，在占空比超過50%時(shí)仍能正常工作并保持穩(wěn)定。如果變換器中含有光耦，則控制環(huán)路的截止頻率應(yīng)限制在10KHz。圖24所示為采用TL431控制的反饋環(huán)路。

由輸出電感和輸出電容構(gòu)成輸出濾波器，其諧振頻率的選取不應(yīng)對(duì)反饋環(huán)路的設(shè)計(jì)造成影響，推薦取值范圍在4KHz－6KHz之間。

與DPA-Switch的Control引腳相連的R4和C6一起構(gòu)成了反饋環(huán)路的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。C6的取值范圍應(yīng)在47μF－100μF之間。

使用TL431的目的是在低頻條件下獲取較高的環(huán)路增益，而在高頻條件下，光耦能夠提供足夠的增益。

5.3.10 空載運(yùn)行

DC-DC變換器有兩種工作模式：連續(xù)導(dǎo)通模式和非連續(xù)導(dǎo)通模式。兩種工作模式下，變換器的控制特性是不同的。工作在連續(xù)導(dǎo)通模式的變換器對(duì)輸出瞬變的響應(yīng)速度比非連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)要快。但在輕載或空載條件下，如果不采取相應(yīng)的措施，系統(tǒng)可能會(huì)變得不穩(wěn)定。

在輕載條件下，DPA-Switch將自動(dòng)進(jìn)入“周期跳越”模式，此時(shí)開關(guān)頻率下降，占空比低于5％。由于占空比很小，需要加大電容以維持8V以上的偏置電壓。為了避免系統(tǒng)工作在空載狀態(tài)下，可以在輸出電容上并聯(lián)一個(gè)小的預(yù)置負(fù)載。

5.3.11 同步整流

采用同步整流，變換器的效率比采用肖特基二極管整流時(shí)要高。對(duì)于一個(gè)輸出電壓為5V的DC-DC變換器，采用肖特基二極管整流后的效率能夠達(dá)到85％。如果采用同步整流，變換器的效率有望達(dá)到90％，甚至更高。

圖25所示為一采用同步整流的30W單端正激DC－DC變換器的電路原理圖。同步整流電路由MOSFET Q1和Q2構(gòu)成。DPA-Switch在設(shè)計(jì)過程中針對(duì)同步整流的使用進(jìn)行了優(yōu)化，可以簡(jiǎn)化同步整流電路的設(shè)計(jì)。通常，為了保護(hù)同步整流開關(guān)管，需要增加箝位電路。由于DPA-Switch在輸入電壓過高時(shí)將停止輸出，變壓器次級(jí)不會(huì)出現(xiàn)異常高壓，因此也就無需箝位電路。

6．小結(jié)

本文簡(jiǎn)要介紹了DPA-Switch的特點(diǎn)、工作原理及其在實(shí)際應(yīng)用過程中應(yīng)當(dāng)注意的各種問題。從中可以看出，DPA-Switch在小功率DC－DC變換器設(shè)計(jì)方面具有一定的優(yōu)勢(shì)，是小功率單端正激DC－DC變換器的理想選擇。