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[導讀]0 引言隨著數(shù)字技術(shù)、微機和模數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)的研究與進展,作為模擬和數(shù)字信號接口電路的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)得到了廣泛應(yīng)用。由于ADc中的重要組成單元——采樣/保持(S/H)電路的精度和速度直接決定ADC的性能,所以設(shè)計高

0  引言

隨著數(shù)字技術(shù)、微機和模數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)的研究與進展,作為模擬和數(shù)字信號接口電路的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)得到了廣泛應(yīng)用。由于ADc中的重要組成單元——采樣/保持(S/H)電路的精度和速度直接決定ADC的性能,所以設(shè)計高性能S/H電路是改善ADC性能的重要一環(huán)。目前研究S/H電路的文獻有不少,例如文獻[1]設(shè)計了電荷翻轉(zhuǎn)型S/H電路,但該文未考慮開關(guān)導通電阻對電路性能的影響,S/H電路具有較大的失真;文獻[2]設(shè)計的S/H電路雖然考慮開關(guān)對電路的影響,但未曾考慮全差分運放電路共模輸出電壓對靜態(tài)工作點的影響。為了解決傳統(tǒng)S/H電路失真大和靜態(tài)工作點不穩(wěn)定的問題,采用0.25 μm BiCMOS工藝,設(shè)計了一款高速率、高精度的10位全差分BiCMOS S/H電路。文中改進型自舉開關(guān)電路和雙通道開關(guān)電容共模反饋電路(CMFB)設(shè)計具有創(chuàng)新性。

1  整體設(shè)計思路

圖1為s/H電路的結(jié)構(gòu),Ucm為運放的共模輸入電壓,采樣開關(guān)N1和N2設(shè)計為圖2的自舉開關(guān),N3~N8采用NMOS開關(guān),以上開關(guān)在相應(yīng)的時鐘信號為高電平時閉合。當φ1d為高電平、φ2為低電平時,輸入電壓uI通過電容CS進行采樣;當φ1d低電平、φ2高電平時,電路進入保持階段,uI經(jīng)過采樣電容CS和反饋通道連接至運放輸出端,輸出端負載由CL驅(qū)動,這樣的采樣電路結(jié)構(gòu)使反饋系數(shù)接近于1。根據(jù)推導,在采樣階段,CMOS開關(guān)工作在線性區(qū),采樣開關(guān)管柵-源電壓UGS與輸入電壓uI的關(guān)系為

UGS=UCP-UIsin(2πfIt)(1)

式中:UI為輸入電壓uI的幅值;fI為輸入信號頻率;UCP為采樣時鐘信號的幅值。在保持階段φ2導通,CS的下極板直接與運放的輸出端相連接,uI通過采樣電容傳輸至輸出端;當采樣階段過渡到保持階段時,CMOS器件出現(xiàn)溝道電荷注入,同時在保持階段由于電容耦合,會出現(xiàn)時鐘反饋通道。因此利用下極板采樣技術(shù)降低開關(guān)動作時對采樣信號的影響,兩個階段CS上存儲的正負電荷相互抵消,從而消除了運放工作時產(chǎn)生的誤差。另外,選取合適的時間常數(shù)RC可以提高采樣速率。

2  輸入端柵-源自舉開關(guān)的設(shè)計

當uI=UIsin(2πfIt)時,圖1中的CMOS開關(guān)N1和N2的導通電阻與輸入信號呈非線性關(guān)系,因此對連續(xù)時間信號采樣時,會產(chǎn)生信號失真和幅度波動,這限制了采樣速率和S/H電路的開啟時間;且CMOS開關(guān)的柵.源電壓越大,導通電阻越小。若將N1和N2設(shè)計為柵-源自舉開關(guān),就能保證N1和N2的柵-源電壓不超出VDD,則導通電阻接近于常數(shù)并使失真降到最低。于是設(shè)計的柵.源自舉開關(guān)如圖2所示,CP為高電平時,VN1和VN2導通,電容C3充電至VDD,VN8和VN6導通,VN7關(guān)閉。CP為低電平時,VN1,VN2和VN8斷開,VP4,VH5和VN7導通,C3上電壓就經(jīng)過VP4,VN7和VN5加至VP5上,其柵-源電壓UGS=VDD;當CP為高電平時,柵-源自舉開關(guān)Nl和N2導通,CP為低電平時柵.源自舉開關(guān)N1和N2關(guān)斷。在CP相VN6導通,A點電壓較高,開關(guān)VN1和VN2呈現(xiàn)阻性負載,因此存在著如圖2中虛線所示的泄漏電流ID,嚴重制約運放增益的提高。采用VP6進行鉗位,使得CP相VN6處于關(guān)閉狀態(tài),并使采樣開關(guān)N1和N2自舉電壓提高10%,泄漏電流減小40%。由于存在著襯偏效應(yīng),所以N1和N2的導通電阻不能保持為定值,采用小尺寸的VP5不但可減小導通電阻,而且能改善線性度。圖2中輸出緩沖電容C4起到隔離作用。

3  全差分運放的設(shè)計

對于圖1采樣/保持電路,在φld時刻對輸入差分信號采樣,φ2時刻將前一時刻存儲于Cs上的電荷傳到輸出端,φ1為下極板采樣開關(guān)N3和N4的控制時鐘信號,它比時鐘信號φ1d延時t1,使開關(guān)N3和N4先于開關(guān)N1和N2開通或關(guān)斷。圖3為圖1電路所要求的時鐘信號:設(shè)計的S/H電路是一個零階采樣電路,因為在采樣階段N7和N8都導通,輸人和輸出信號具有相同的直流分量;在采樣和保持階段電壓變化不明顯,但每一個采樣階段運放的輸出電壓都要置為0 V。因此,所設(shè)計全差分運放除了具有高速、高精度性能外,還要有輸入、輸出端短路的特性。

圖4為多增益級折疊式共柵-共源運放電路,采用Q1和Q2雙極型晶體管(BJT)差動輸入方式,共柵-共源鏡像電流源VP3和VP4,VP1和VP2作為有源負載,藉此提高運放的電壓增益;采用Q3,Q4和Q5,Q6共基-共射電路作為運放的差動輸出級,以增強運放的負載驅(qū)動能力并具有高速特性;開關(guān)電容構(gòu)成共模反饋電路(CMFB),可使運放的輸出信號和輸入信號的直流分量相等;UB1,UB2,UB3和UB4為偏置電壓。轉(zhuǎn)換時間tC和建立時間tS分別約為采樣周期TS的1/8和3/8。經(jīng)過計算,當fS為250 MHz時,tC=0.5 ns,tS=1.5 ns。這就要求轉(zhuǎn)換速率(SR)為500 V/μs,計算公式如下:SR=UP-P/tC(式中UP-P為輸入電壓峰-峰值,UP-P=250 mV)。為使運放獲得較高的直流增益和高精度,所設(shè)計S/H電路的絕對誤差δ≤±ULSB/2,它的輸出電壓有效值U。與直流增益A、采樣電容CS及寄生電容CP的關(guān)系式為

Uo≈UI[1-(1+CP/CS)/A](2)

由式(2)可見,通過增大運放的直流增益A來減小增益誤差(1+Cp/Cs)/A,可使Uo與UI之間的偏差小于1/2N+1(N是系統(tǒng)所要得到的精度位數(shù))。因而對于10位系統(tǒng),電壓增益至少為67.21 dB,此時CP≈0.12 pF。考慮到電路提速的要求,取CS=1 pF。對于線性采樣電路來說,為使tS=0.375 7TS,取單位增益帶寬fT大于725MHz。fT與反饋系數(shù)F、建立時間常數(shù)τS之間有如下關(guān)系

fT>1/2π(FτS)=1/2π[F(tS/7.6)]  (3)

式中:建立時間tS=7.6τs,F(xiàn)=0.89。與CMOS運放相比,BiCMOS運放不但具有高增益、低噪聲特性,而且具有較短的建立時間ts,速度較快,尤其是其相位裕度大于45°,因此運放的工作性能穩(wěn)定。

4  雙通道共模反饋電路的設(shè)計

因為全差分折疊式運放的共模輸出電壓對器件的適配情況較為敏感,所以在運放中加入雙通道開關(guān)電容CMFB電路,可以達到穩(wěn)定其靜態(tài)工作點和增大共模輸出電壓擺幅的目的。圖5為采用開關(guān)電容結(jié)構(gòu)設(shè)計的共模反饋電路,用以穩(wěn)定輸出擺幅和電路阻抗。設(shè)計的CMFB電路通過對共模輸出電壓進行反饋校正,確保運放輸入和輸出短路。圖5中uO+和uO-為運放的輸出電壓,uc為運放的理想共模輸出電壓,uc=(uO++uO-)/2,uc作為圖4中VP和VP構(gòu)成的共柵-共源電流源I3和I4的柵極電壓。共模反饋系數(shù)β=2CS/(2CS+CP),圖5φ1和φ2為時鐘信號,其中的開關(guān)均為PMOS管;φ1時刻開關(guān)電容CS進行充電,φ2時刻非開關(guān)電容Cc產(chǎn)生輸出電壓的平均值,用以形成控制運放電流源IS的電壓。CC上的直流電壓由CS決定,CS和CC并聯(lián)在UB1和UB2兩個偏置電壓之間起開關(guān)作用,UB2=uc-VDD,CS為0.1~0.25 CC。圖6是電源電壓為1.2 V,輸入電壓uI峰-峰值為0.6 V,采用0.18 μm CMOS工藝,共模輸出電壓uc的仿真波形。由圖6可截出uc的最大輸出電壓幅值Ucm≈600 mV,運放達到共模輸出電壓的穩(wěn)定時間tW=(4.135-4.12)×10-7s≈1.5 ns。



5  實驗結(jié)果與分析

利用Cadence Spectre軟件工具的仿真環(huán)境,采用SMIC公司0.25μm標準BiCMOS工藝,進行了模擬仿真實驗。實驗運放電路的參數(shù)如下:輸入信號頻率fI為0~10 MHz的正弦波電壓,共模輸入電壓為1.5 V,UP-P=1 V,fS=250 MHz,輸出端負載電容CL=0.5 pF。從圖7采樣放大器的頻響曲線可見:運放直流電壓增益A=72 dB,單位增益帶寬fT=1.6 GHz;S/H電路的反饋系數(shù)F=0.89時,對應(yīng)的相位為-107.9°,故相位裕度Pm為72.1°,滿足系統(tǒng)大于725 MHz的帶寬要求,同時相位裕度大于45°,因而所設(shè)計的系統(tǒng)是穩(wěn)定的。圖8為所設(shè)計的S/H電路,經(jīng)仿真實驗獲得的離散傅里葉變換(DFT)頻譜分布,可見當fI=10 MHz,fS=250 MHz時,S/H電路的SFDR=-61 dB,SNR=62 dB,三次諧波電壓201gU3=-105.6 dB,SNR大于50 dB,此時S/H分辨率ENOB=(SNR-1.76)/6.02>10位,滿足10位ADC的性能要求。表1為運放的仿真結(jié)果,建立時間tS=1.37 ns,轉(zhuǎn)換速率SR=500 V/μs,功耗PD=8 mW,tS較短,SR較高,PD較低,符合ADC的高速要求。表2為所設(shè)計的S/H電路與其他文獻S/H電路的仿真結(jié)果性能對比情況,由表可見,所設(shè)計的S/H電路的fS=250 MHz,采樣頻率適中;其VDD=3 V,比文獻[3]中的S/H電路低0.3 V,而功耗PD=10.85 mW,介于前兩者之間,比文獻[3]S/H電路降低15.15 mW;但它具有10位的高精度,比文獻[3]S/H電路提高了兩個精度等級。



6  結(jié)論

采用0.25μm SiGe BiCMOS工藝,在全差分折疊式BiCMOS運放的基礎(chǔ)上設(shè)計了S/H電路。文中設(shè)計的S/H電路,采用下極板采樣和改進型自舉開關(guān)新技術(shù),從而提高了采樣速率和線性度。由實驗數(shù)據(jù)可知,設(shè)計的全差分折疊式BiCMOS運放具有高增益、高精度和高增益帶寬性能,運放中在關(guān)鍵部位、選用有限數(shù)目的BJT使電路擁有較快的轉(zhuǎn)換速率和大電流驅(qū)動能力,且運放的建立時間有所降低;而新設(shè)計的雙通道共模反饋(CMFB)電路,既穩(wěn)定了靜態(tài)工作點,又改善了溫度穩(wěn)定性;另外,所設(shè)計的S/H電路中的采樣開關(guān)統(tǒng)一設(shè)置為CMOS開關(guān),故功耗大為降低。由于當fI=10 MHz,fS=250 MHz時S/H電路的仿真結(jié)果滿足了10位精度ADC的性能要求,所以該款S/H電路對于高速、低壓、低耗的ADC和其他微處理器及信號調(diào)理電路的設(shè)計都具有指導作用。

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