摘要：利用GaAsFET的非線性特性設(shè)計了一個X波段二倍頻器，輸入頻率為6．1～6．3 GHz，輸出頻率為12．2～12．6 GHz，帶寬400 MHz。在理論計算的基礎(chǔ)上，結(jié)合微波仿真軟件ADS對輸入匹配電路、輸出匹配電路和平行耦合帶通濾波器進行了優(yōu)化設(shè)計，最后通過S參數(shù)及諧波平衡仿真得到倍頻器的各項性能參數(shù)。仿真結(jié)果表明，該設(shè)計完全滿足性能指標要求。
關(guān)鍵詞：倍頻器；ADS；匹配電路；帶通濾波器
0 引言
倍頻器作為基本的電子部件，被廣泛應用于通信、雷達、導彈制導、頻率合成器等各種電子設(shè)備中。倍頻的實現(xiàn)均是以器件的非線性為基礎(chǔ)的，倍頻電路有效地提取所需的諧波，而將基波和不需要的諧波加以抑制。場效應管(GaAsFET)有源倍頻器具有單向性及隔離度好，變頻損耗低的優(yōu)點，同時可以得到較高效率和較寬工作頻率，對輸入功率要求較低，噪聲小，溫度穩(wěn)定性高。
本文介紹了一種基于GaAsFET的X波段二倍頻器設(shè)計方法。設(shè)計時首先根據(jù)性能指標要求選擇合適的有源器件，確定相應的工作狀態(tài)、偏置條件及器件的穩(wěn)定狀態(tài)，然后合理設(shè)計匹配、偏置及濾波電路，最后對整體電路進行優(yōu)化。設(shè)計中采用微波仿真軟件ADS對電路進行CAD輔助設(shè)計，并給出仿真結(jié)果。
1 GaAsFET倍頻原理
二倍頻器主要考慮的指標為工作頻率、帶寬及變頻損耗，理論上可用各種非線性器件實現(xiàn)倍頻，實際常用二極管或三極管倍頻，因為此時相對帶寬較窄，倍頻次數(shù)小。相對于二極管和雙極晶體管來講，采用場效應管設(shè)計倍頻器的突出優(yōu)點是能在一個寬頻帶范圍內(nèi)獲得倍頻增益，并可在輸入和輸出端之間提供有效的隔離。在考慮成本及各項指標要求后，決定采用變電阻類型的GaAsFET實現(xiàn)，它具有變頻損耗低，隔離性好，電路穩(wěn)定，溫度特性好的優(yōu)點。為了在所要求的頻率上實現(xiàn)最小變頻損耗，偏置電路和匹配電路的設(shè)計非常重要。偏置電路的設(shè)計決定了輸出頻率中含所需頻率的諧波成分；匹配濾波電路的設(shè)計必須保證在獲得所需諧波分量最大的同時，力求無用諧波分量及寄生參量功率達到最小，保證最大輸入／輸出功率和良好隔離。
FET實現(xiàn)倍頻的原因是由于其非線性，主要來自以下幾個方面：
(1)柵源和柵漏極非線性電容Cgs和Cgd是外加結(jié)電壓Vgs和Vgd的函數(shù)。
(2)漏極電流Id限幅引起的非線性，即柵極偏置電壓接近柵極勢壘電壓φ，或接近夾斷電壓Vt時，輸入激勵電壓Vgs瞬時低于Vt或瞬時正向電壓高于柵極二極管導通電壓時，因截止限幅和飽和限幅作用引起Id的非線性。
(3)Vgs-Id的非線性變換特性，如平方律特性等。
根據(jù)FET特性可知，當漏極輸出電阻較大時，，是典型的平方律特性。
(4)輸出電導非線性。FET截止型倍頻器原理如圖1所示，提供合理的偏置電壓是非常重要的，它與輸出功率、效率和穩(wěn)定性都有著密不可分的關(guān)系。
理論上雖然有諸多方法實現(xiàn)倍頻，但工程實踐表明對于GaAsFET，利用漏極電流Id限幅作用產(chǎn)生的豐富諧波可以實現(xiàn)高的倍頻增益，因此主要研究這種倍頻機理。與FET放大器理論相同，根據(jù)柵極偏壓的不同，倍頻器工作狀態(tài)可以分為A類、B類、AB類三種工作狀態(tài)。其中，A類工作時諧波幅度很小，且直流分量很大，幾乎占漏極飽和電流的一半多，故倍頻效率很低，不予采用；在B類、AB類工作時漏極輸出波形均含有比A類更多的諧波頻率分量，因而可采用此類電路實現(xiàn)高效率倍頻，其中AB類效率最高，但遺憾的是不能得到偶次諧波，且工作電流大，容易自激。為獲得高倍頻效率，此處采用B類倍頻。使柵極直流偏置電壓Ugg始終偏置于夾斷電壓Vt附近，利用管子的夾斷效應使漏極電流Id為尖峰脈沖電流且含有豐富的諧波，此時可以將漏電流波形當作半個余弦脈沖序列處理，如式(1)所示。
式中：Imax為漏極電流峰值；Vgmax，Vgmin分別為柵極飽和電壓和反向電壓峰值。
從式(3)可知，當n值增大時，Imax減小，所以這種倍頻器不能用于高次倍頻，但完全滿足二倍頻。
倍頻器的設(shè)計與放大器基本相同，不同的只是輸出以2ωo代替ωo實現(xiàn)。由于倍頻器輸出頻帶要求較窄，相對帶寬不到3．5％，輸入／輸出端采用短截諧振線來實現(xiàn)匹配和諧波抑制。設(shè)計的主要工作在于直流工作點的確定，輸入／輸出匹配電路的設(shè)計和輸入激勵電平的選擇。
輸入匹配電路的設(shè)計主要是使激勵源與FET輸入阻抗實現(xiàn)共軛匹配，保證激勵功率中的基波有效的加到FET輸入端，同時抑制其他諧波輸入和返回激勵源，這也是高功率和高效率輸出的基礎(chǔ)。在距離FET輸入端的輸入微帶線上并聯(lián)一條對應2ωo的λ／4開路短截線，用來反射二次諧波信號，使輸入電路在二次諧波頻率上等效阻抗為0，防止二次諧波泄漏至激勵源。輸入微帶線的長度取為2ωo的λ／2，使對于二次諧波頻率而言，輸入端始終為短路點，可以減小輸入電路變化對輸出電路的影響。
輸出匹配電路是使輸出FET阻抗與諧振回路匹配，以獲得最大的倍頻功率和轉(zhuǎn)換效率。對于FET，基波輸出功率與需要的諧波輸出功率相差不大，故二倍頻設(shè)計對基波功率的抑制尤為重要。在距離FET輸出端的輸出微帶線上并聯(lián)一條對應ωo的λ／4開路短截線用來反射基波信號，即使輸出電路在基波頻率上等效阻抗為0，輸出微帶線的長度取為ωo的λ／2，使對于基波頻率而言，輸出端始終為短路點，可以減小輸出電路變化對輸入電路的影響。
偏置電路和隔直電容的設(shè)計。偏置電路用以提供倍頻器合適的偏置電壓，直流工作點不僅直接影響輸出功率和效率的高低，而且還密切地關(guān)系到倍頻電路的穩(wěn)定性，如果設(shè)計不當，甚至可能使倍頻器完全不能工作。另外，為防止輸入／輸出偏置電路形成低頻空閑回路，在
輸入／輸出阻抗部分分別加ωo，2ωo的λ／4高阻抗線，以減小偏置電路引起射頻信號的泄漏。設(shè)計時還需考慮避免直流偏置電路的電源噪聲及電阻噪聲混入射頻通道影響倍頻噪聲性能，而且電源紋波及噪聲可能惡化相位噪聲和雜波抑制指標，電源過沖可能損壞內(nèi)部電路，應使用低紋波的無過沖電源，且直流供電必須足夠大且去耦。同時考慮柵極和漏極偏置電壓加電時序，以防器件損壞，此外，還要考慮小的附加損耗、寄生振蕩的抑制、獨立電源供電、反射等，所有這些都應該在實際的調(diào)試過程中得到充分的考慮。
2 二倍頻器設(shè)計與仿真
2．1 晶體管選擇
在倍頻器設(shè)計過程中首先要選擇合適的非線性器件作為倍頻器件，器件選擇主要考慮以下三點：
(1)要充分利用晶體管工作頻率的上限，有利于保持電路穩(wěn)定性，預防自激。
(2)選擇非線性強的管子，根據(jù)工作狀態(tài)和激勵功率、輸出功率的要求挑選直流參數(shù)和極限參數(shù)符合要求器件。
(3)對于頻率很高時，還需晶體管具有較大的Rds和較小的Cgs。
在電路設(shè)計中，設(shè)計指標是ADS優(yōu)化設(shè)計的關(guān)鍵，即輸出功率、效率、倍頻增益、帶寬等。在Ku頻段倍頻增益中，考慮的主要技術(shù)指標是穩(wěn)定性、倍頻增益和輸出功率，從理論上講，可以選擇雙極型晶體管和場效應管，但場效應管相對于雙極型晶體管有更高的截止頻率，工作狀態(tài)的穩(wěn)定性也比雙極型晶體管好。綜合考慮系統(tǒng)指標要求，此次設(shè)計采用NEC公司的GaAs MESFET NE900100實現(xiàn)倍頻。
由ADS軟件中，由NE900100的等效模型容易得到其I-V特性，如圖2所示。從圖中可以看出，其固有性能參數(shù)如下：夾斷電壓Vt=-4 V，漏極電流峰值Imax=227 mA，DATASHEET還提供了管子的典型應用狀態(tài)，Vds=8 V，Idds=90 mA及其小信號S參數(shù)。
由式(3)可知，對于二次諧波，電流脈沖持續(xù)時間的最大值通常選在τ／T=0．35處。由于電流脈沖持續(xù)時間與導通角存在如下關(guān)系：
調(diào)節(jié)漏極電流脈沖持續(xù)時間主要反映為柵極偏壓的選取，也反映為導通角的選取，即?。?br />
為獲得二倍頻最大輸出功率，選擇導通角為126°，對應得到最大二次諧波分量，但同時要注意對基波和三次諧波的抑制。此時主要通過調(diào)節(jié)柵極偏置來實現(xiàn)短的導通間隔，選擇Vgg<Vt，使得τ／T=0．35，同時Vgg的選取還必須考慮柵極偏壓對峰值反向電壓的影響，避免超過擊穿電壓而損壞管子。
由式(3)得：
計算得漏極電流(單位：mA)輸出二次諧波分量的最佳極值為：
結(jié)合式(9)及FET特性、約束條件來選擇合適的柵極和漏極偏置電壓，使得電路能夠達到較好的變頻性能。
2．2 輸入匹配電路設(shè)計與優(yōu)化
通過ADS對輸入匹配電路進行優(yōu)化，如圖3所示。將匹配輸入端與輸出端阻抗分別設(shè)為50 Ω及FET輸入阻抗的共軛值，通過優(yōu)化各微帶線的長度使匹配電路反射二次諧波信號，而對輸入基波信號沒有影響，如圖4所示，優(yōu)化后的匹配電路對二次諧波有良好的抑制作用，對于二次諧波S21<-27 dB，而在基波處S21<-0．1 dB，S11<-33 dB，對基波影響很小。
2．3 輸出匹配電路設(shè)計與優(yōu)化
輸出匹配仿真原理圖如圖5，將輸入阻抗值設(shè)置為NE900100的輸出阻抗共軛，而終端阻抗值設(shè)置為50 Ω，通過優(yōu)化使匹配電路反射基波信號，而對需要輸出的二次諧波信號基本沒有影響，優(yōu)化后的輸出匹配電路仿真結(jié)果如圖6所示，對于基波S21<-20 dB，而在二次諧波處S21 <-0．01 dB，S11<-33 dB，對二次諧波影響很小。
2．4 半波長平行耦合濾波器設(shè)計
由于二倍頻器輸出包含有較豐富的頻率分量，為了改善頻譜質(zhì)量，在倍頻后須加帶通濾波器使輸出信號有較好的功率起伏和諧波抑制能力，良好的濾波器是倍頻的關(guān)鍵。
根據(jù)方案需要，給定二倍頻器輸出濾波指標如下：中心頻率為12．4 GHz；帶寬為300 MHz；帶內(nèi)紋波小于0．1 dB；帶外衰減大于20 dB(f>12．7 GHz或f<12．1 GHz)；端接條件是兩端均為50 Ω帶線。
這里選用半波長平行耦合帶通濾波器，它具有半波長開路諧振器平行耦合濾波器和半波長短路諧振器平行耦合濾波器兩種對偶形式，其寄生通帶中心頻率是主通帶頻率的3倍，不存在表面波，不需要對地連接，在Ku頻段具有體積小、重量輕、結(jié)構(gòu)簡單等特點。它既適用于窄帶設(shè)計也適用于寬帶設(shè)計，但用于寬帶時其結(jié)構(gòu)較復雜且需要支撐，對于本文所設(shè)計的窄帶濾波器，不僅結(jié)構(gòu)簡單，而且可采用近似設(shè)計方法進行計算。
平行耦合濾波器的每一節(jié)耦合線電路均可等效為一個導納倒相器和在兩端連接有電長度特性導納為Yo的傳輸線組合，這里采用第一種形式耦合電路，其等效電路如圖7所示。
分析時采用傳輸線的A，B，C，D矩陣來計算，導納倒相器可視為特征阻抗為1／J的1／4波長傳輸線，故可得出每個耦合電路的等效電路A，B，C，D矩陣如下：
其奇偶模阻抗為：
上面是對于單個耦合電路而言，考慮n+1節(jié)耦合電路級聯(lián)組成的帶通濾波器，通過單個耦合電路奇偶模阻抗可推得n+1節(jié)耦合電路級聯(lián)帶通濾波器的奇偶模特征阻抗如式(12)，式(13)，式(14)所示。
根據(jù)上述公式即可求出n+1節(jié)耦合線級聯(lián)帶通濾波器奇偶模特征阻抗，要注意的是其阻帶特性不是十分理想，特別是在2ωo的衰減極點處，稍有失諧便可能產(chǎn)生寄生通帶，因此設(shè)計時必須進行精心仿真和調(diào)試。
設(shè)計之初要考慮濾波器級數(shù)n的選擇，因為其選擇會直接影響濾波器插損和帶外特性，此外還要在分析濾波器通帶及帶外特性的基礎(chǔ)上對濾波器進行理論估算。對于相對帶寬較窄時可利用濾波器的近似設(shè)計方法來計算其結(jié)果，這樣處理雖然簡化了設(shè)計和計算過程，但得到的結(jié)果往往存在精度不高的問題。利用先進的ADS仿真軟件對其進行正確的建模，可以對理論計算結(jié)果反復的仿真和優(yōu)化，直到結(jié)果滿足指標為止。
2．5 倍頻電路設(shè)計與優(yōu)化
將優(yōu)化后的參數(shù)代入如圖8所示的倍頻仿真電路，為了便于觀察激勵電平影響，選用ADS中的單音頻率源作為輸入端，其阻抗可以人為設(shè)定，根據(jù)倍頻器的外圍環(huán)境阻抗決定此時阻抗為50 Ω。為保證仿真優(yōu)化結(jié)果接近實際值，必須考慮建模的精確性。比如器件封裝的影響，對電路中傳輸線和匹配網(wǎng)絡建模要盡量接近實際，比如重點考慮微帶突變節(jié)、十字節(jié)、開短路短截線的設(shè)計。
介質(zhì)基板材料應選用表面光滑度高、韌性好、硬度高的低損耗微波介質(zhì)材料，盡量選用小尺寸電路以減小傳輸線損耗，另外還要考慮所選基板介電常數(shù)隨環(huán)境溫度及濕度變化要小，除了考慮基板厚度、相對介電常數(shù)以外，還包括介質(zhì)損耗角正切等參數(shù)。綜合考慮成本及上述因素后，整個電路制作在介電常數(shù)εr=2．22，厚度H=0．127 mm的Rogers RT／duroid 5880基板上。
在保證穩(wěn)定性的前提下仔細設(shè)計輸入／輸出匹配及偏置電路，得到匹配網(wǎng)絡初值，再利用ADS的諧波平衡分析方法對電路進行仿真和優(yōu)化，仿真電路如圖8所示。運用軟件進行多次的仿真優(yōu)化來選擇合適的激勵功率，由于所選GaAsFET工作在1．5～26．5 GHz頻段，基波分量仍占主導地位，同時還需進一步濾除無用諧波以得到理想倍頻效果。這里主要關(guān)心二次諧波輸出，由于倍頻器產(chǎn)生的諧波幅度并不完全與激勵功率成正比，綜合考慮倍頻損耗及基波、三次諧波的影響，選擇最佳變頻損耗對應激勵功率為10 dBm，中心頻點12．4 GHz的仿真優(yōu)化輸出頻譜特性如圖9所示。從總體仿真結(jié)果來看，倍頻器可獲得理想的變頻損耗，同時對于基波和無用諧波的抑制效果良好，符合設(shè)計要求。
3 結(jié)語
本文討論了一種GaAsFET倍頻器的設(shè)計，介紹了設(shè)計的具體流程和方法，并充分利用ADS仿真軟件對倍頻器進行優(yōu)化設(shè)計，省去了復雜的理論分析計算，大大簡化了設(shè)計過程，對倍頻器的CAD設(shè)計具有很大的現(xiàn)實意義。
下載文檔
