摘要：介紹了介質振蕩器的理論和設計方法，選擇并聯(lián)反饋式結構，設計了一個工作頻點為10GHz的介質振蕩器。為了提高振蕩器的輸出功率，同時改善相位噪聲，本文對傳統(tǒng)電路結構進行改進，采用了二級放大的方式，提高了有源網絡的增益，降低了介質諧振器與微帶線的耦合度，達到了預期目標。結果表明，本文的理論分析是正確的，設計方案是可行的。
關鍵詞：振蕩器；介質諧振器；相位噪聲；耦合度
微波固態(tài)頻率源作為微波系統(tǒng)的核心部件，其性能的優(yōu)劣在很大程度上影響甚至決定了整個系統(tǒng)的性能指標。介質振蕩器(DRO)由高品質因數的介質諧振器(DR)構成選頻網絡，具有優(yōu)異的噪聲性能和較高的頻率穩(wěn)定度，體積小，成本低，在點頻本振源的應用中具有獨特的優(yōu)勢因此，對介質振蕩器的研究具有重要而基礎的意義。
1 理論分析
1．1 介質諧振器
介質諧振器(DR)是由一小段高介電常數低損耗的介質波導制成的，通常為扁圓柱形。高介電常數保證了能量大多集中于諧振器內部，且體積比同頻率的金屬諧振腔小。介質諧振器的主模為TE018模式，其電場從中心到邊緣逐漸減弱。由于其上下邊界不是理想磁壁，所以沿z方向的半波數不是整數，δ的數值在0到1之間。
設計振蕩器時，主要關注諧振器的以下幾個參數：
1)介質諧振器的品質因數
介質諧振器的無載品質因數Q0與有載品質因數QL的關系為
QL=Q0／(1+K1+K2) (1)
其中，Q0由介質本身決定，K1和K2分別為介質與兩微帶線的耦合系數。QL的高低直接影響振蕩器的頻率穩(wěn)定度，所以應盡量選擇低損耗的諧振器和襯底材料，并盡量降低介質與微帶線的耦合度。
2)介質諧振器的介電常數
介質諧振器的介電常數必須足夠高，才能將電磁能量儲存在諧振器的內部，產生諧振現(xiàn)象。但介電常數過高會導致諧振器體積過小，精度不易保證。因此應根據使用頻率選擇適當的介電常數。
1．2 反饋式振蕩器
文中采用并聯(lián)反饋式的電路形式，其原理如圖1所示。穩(wěn)定振蕩的條件為
β(jω)Av(jω)=1 (2)
其中β(jω)為晶體管構成的有源網絡的增益，Av(jω)為DR與微帶線耦合組成的反饋網絡的傳輸系數。該條件包含兩個方面，一是閉環(huán)增益等于1，二是環(huán)路相移等于0。起振時，環(huán)路增益應大于1，隨信號幅度增大，有源網絡增益將逐漸降低，直到環(huán)路增益等于1，建立穩(wěn)定振蕩。
由于有源器件的非線性作用，其低頻閃爍噪聲將被調制到載波頻率附近，即1／f噪聲邊帶。因此，應盡量選擇閃爍噪聲較低的有源器件，設置合適的靜態(tài)工作點，并盡可能減小電源等部分引入的低頻噪聲。
2 介質振蕩器的設計
首先在場仿真軟件中進行諧振網絡的仿真。文中采用的介質諧振器相對介電常數約為36，品質因數約為3 000，高度與直徑的比值約為0．5，保證了該介質諧振器的主模為TE018模式。建立仿真模型如圖2所示，反饋網絡由介質諧振器和兩根微帶線共同組成。在所需頻點的場結構如圖3所示。
由場結構可知，DR與微帶線之間是磁耦合，微帶線的一端開路，耦合點與開路端的距離為λ／4，相當于短路點，耦合最強。為了降低介質諧振器與微帶線的耦合，提高諧振網絡的品質因數，文中在其與介質基片之間加了一塊低損耗聚四氟乙烯材料的墊片，厚度約為1 mm。耦合結構上方是由黃銅材料制成的調諧圓盤，用于調整諧振頻率。當調諧盤下移時，相當于短路面向諧振器靠近則諧振頻率升高，反之，當調諧盤上移時，諧振頻率降低。仿真可以得到，上下移動調諧圓盤，機械調諧范圍可以達到300 MHz，滿足工程需要。
該諧振網絡為一個二端口網絡，我們最關心的是其散射參數S21，即反饋網絡傳輸系數Av(jω)，仿真結果如圖4所示。從圖中可以看到，在諧振頻率處的傳輸系數模值為0．9 dB，3 dB帶寬為49 MHz。該諧振峰越陡峭，說明諧振網絡的品質因數越高。仿真完成后，可將該模型及其S參數生成一個S2P文件，作為一個器件供ADS調用。
反饋網絡的仿真完成后，下面進行有源網絡的仿真。有源網絡由場效應管和偏置電路組成，文中選用的晶體管是安捷倫公司的場效應晶體管GaAs FET 26884，該晶體管的工作頻率為2～16 GHz，當工作點為漏源電壓3 V，漏源電流10 mA時，增益在6 GHz約為12 dB，在12 GHz約為6 dB。本文采用正負雙電源供電，以保證有源網絡的S12模值盡可能小。偏置電路采用扇形微帶接地，防止振蕩信號功率從偏置電路泄露，并防止高頻信號影響電源的穩(wěn)定性。通過調節(jié)電路參數，使得有源網絡增益S21盡可能大，仿真結果如圖5所示，在所需頻點10 GHz，增益達到6．5 dB。
下面將反饋網絡的模型加入，對整個反饋回路進行開環(huán)仿真，首先調整輸出匹配支節(jié)的位置和長度，使振蕩頻點的開環(huán)增益盡可能大，即滿足環(huán)路增益大于1的條件；然后調整與反饋網絡相連的微帶線長度，使得反饋回路的傳輸系數S21相位為零，即滿足環(huán)路相移為0的條件。
將環(huán)路閉合，插入ADS中的Osctest控件，由奈奎斯特判據可知，若仿真結果曲線隨頻率增大沿順時針方向環(huán)繞1+j0點，則電路滿足反饋式振蕩器的振蕩條件。在仿真過程中發(fā)現(xiàn)，電路起振的頻率和滿足奈奎斯特起振條件的頻率比較接近，但前者往往略低于后者。這是因為奈奎斯特定律是對小信號條件下起振條件的判定，而電路起振后，隨著振蕩幅度的增大，晶體管S21模值會減小，相位會滯后。為了抵消這一變化，振蕩頻率會降低，用反饋回路減小的相位滯后抵消晶體管增加的相位滯后，這時反饋回路的傳輸系數會變小，最后達到平衡。反饋回路品質因數越高，相位變化就越陡峭，所引起的頻率變化就越低。所以在仿真時，可以使初始的起振頻率略高于所需要的輸出頻率，這樣常常可以得到較大的輸出功率。
最后用振蕩仿真控件Oscport代替Osctest控件，用諧波平衡法仿真輸出頻率分量和相位噪聲情況。整個電路的原理圖如圖6所示，通過調節(jié)輸出端匹配支節(jié)的位置和長度，使輸出功率盡可能大。由于使用的開路匹配支節(jié)長度接近于振蕩頻率的八分之一波長，所以對二次諧波的抑制效果較好。仿真結果如圖7和圖8所示，可以看到，輸出功率達到8 dBm，相位噪聲為-112dBc／Hz@1kHz和-116dBc／Hz@10kHz。
為了增大輸出功率，同時降低相位噪聲，文中在以上傳統(tǒng)電路結構的基礎上進行了改進，采用兩個晶體管串聯(lián)的方式，如圖9所示。這種方法提高了環(huán)路增益，從而提高了輸出功率。由式(2)穩(wěn)定振蕩條件可知，此時反饋網絡的傳輸系數可以適當降低而不影響起振。所以介質與微帶線的耦合度可以減小，從而提高諧振器的有載品質因數，從而達到降低相噪的效果。
首先進行的仍然是反饋網絡的仿真。為了便于進行調試，這里采用了增加墊塊厚度的方式來降低介質與微帶線的耦合度，墊塊厚度由1 mm增大至1．6 mm。仿真結果如圖10所示，可以看到，此時的諧振峰與圖4相比更為陡峭，其3 dB帶寬僅為33 MHz，說明該諧振網絡的品質因數更高，從而可以降低輸出相噪。
在設計有源部分時，過程與單管振蕩器基本相同，只是需要設計兩個晶體管之間的匹配電路，否則將導致信號在兩個晶體管之間來回反射，無法達到提高增益的效果。在仿真有源網絡的正向增益時發(fā)現(xiàn)，當沒有設計級間匹配網絡時，兩個串聯(lián)晶體管的正向增益和單管的正向增益相差不大，而加入級間匹配網絡后，增益顯著提高，達到12 dB以上，如圖11所示。
最后使用諧波平衡法仿真輸出頻譜和相噪，結果如圖12和圖13所示，從圖中可以看到，輸出功率接近16 dBm，比單管振蕩器的功率提高了8 dB，相位噪聲為-121 dBc／Hz@1kHz和-124 dBc／Hz@10 kHz，比單管振蕩器降低了約9 dB。
3 結束語
文中在理論分析的基礎上，設計了一個輸出頻率為10 GHz的介質振蕩器。文中對傳統(tǒng)的并聯(lián)反饋式介質振蕩器進行了改進，采用兩個晶體管串聯(lián)工作的方式，達到了更高的輸出功率，同時降低了相位噪聲。這種設計方法具有較好的通用性，過程比較簡單，在實際電路設計中具有較大的應用價值。
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