基于AD6624的CDMA反向基帶濾波器的設(shè)計(jì)

引　言

軟件無(wú)線電( Software DefineDRadio，SDR)的宗旨就是盡可能地簡(jiǎn)化射頻模擬前端，使A/D轉(zhuǎn)換盡可能靠近天線去完成模擬信號(hào)的數(shù)字化，而且數(shù)字化后的信號(hào)要盡可能多地用軟件來(lái)處理，實(shí)現(xiàn)各種功能和指標(biāo)。模擬信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化后的處理任務(wù)全由DSP軟件來(lái)承擔(dān)。

在目前的軟件無(wú)線電研究中，由于受硬件發(fā)展水平的限制，接收機(jī)的結(jié)構(gòu)大多數(shù)都是將射頻信號(hào)經(jīng)模擬下變頻至中頻( Intermediate Frequency，IF)，在中頻通過(guò)高速、高精度A/D轉(zhuǎn)換器對(duì)寬帶中頻信號(hào)進(jìn)行欠采樣，即對(duì)射頻模擬信號(hào)的采樣數(shù)字化采用寬帶中頻帶通信號(hào)軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)，如圖1所示。

圖1　寬帶中頻帶通信號(hào)軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)

但是中頻采樣后的數(shù)據(jù)量非常大，如果直接用軟件進(jìn)行處理，將占用大量的DSP計(jì)算資源。尤其對(duì)CDMA系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，其寬帶性更增加了DSP的處理難度。為了減輕DSP的處理壓力，現(xiàn)在通常的做法是把A/D轉(zhuǎn)換器傳來(lái)的數(shù)字信號(hào)，經(jīng)過(guò)專(zhuān)用數(shù)字信號(hào)處理器件如數(shù)字下變頻器(Digtal DownConverter，DDC)處理，降低數(shù)據(jù)流速率，并把信號(hào)變至基帶后，再把數(shù)據(jù)送給通用DSP進(jìn)行處理。數(shù)字下變頻的組成主要包括一個(gè)數(shù)字控制振蕩器(Numerically ControlleD Oscillator，NCO)、一個(gè)數(shù)字混頻器和低通濾波器，如圖2所示。NCO產(chǎn)生的本振信號(hào)與ADC后的輸入信號(hào)進(jìn)行混頻。數(shù)字混頻器就是乘法器。信號(hào)經(jīng)混頻后輸出到低通濾波器以濾除倍頻分量和帶外信號(hào)，然后進(jìn)行抽取處理。

圖2　數(shù)字下變頻器的組成

系統(tǒng)模型設(shè)計(jì)

基于軟件無(wú)線電的CDMA基站接收單元對(duì)有用信號(hào)進(jìn)行下變頻處理，將信號(hào)移至基帶，并把高速基帶信號(hào)做速率轉(zhuǎn)換處理，即對(duì)信號(hào)進(jìn)行抽取和插值濾波，最后進(jìn)行基帶濾波處理。在我們的設(shè)計(jì)中，RSP(Receive Signal Processor)芯片采用AD公司AD6624。它的主要特征是：80MSPS寬帶輸入，兩路高速數(shù)據(jù)輸入端口和4個(gè)獨(dú)立的數(shù)字下變頻通道，可編程抽取FIR 濾波器。將它運(yùn)用到基站軟件無(wú)線電接收機(jī)中可以多信道同時(shí)進(jìn)行數(shù)字下變頻。AD6624包含4個(gè)信號(hào)處理部分：數(shù)控振蕩器(NCO)、二階的重抽樣級(jí)聯(lián)積分梳狀濾波器( rCIC2)、五階的級(jí)聯(lián)積分梳狀FIR濾波器(CIC5)以及一個(gè)RAM系數(shù)濾波器(RCF)。NCO是把數(shù)字信號(hào)分成I、Q兩路信號(hào)，而且把數(shù)字中頻信號(hào)變換到數(shù)字基帶。rCIC2作重采樣濾波器允許主時(shí)鐘和輸出速率有非整數(shù)倍關(guān)系。CIC5是一個(gè)比rCIC2濾波特性更陡峭的抽取濾波器。RAM是乘積求和可編程系數(shù)抽取濾波器?；贏D6624的反向鏈路中頻到基帶的信號(hào)處理過(guò)程如圖3所示。

圖3　CDMA反向基帶濾波處理框圖

反向中頻信號(hào)經(jīng)A/D采用后輸入RSP進(jìn)行數(shù)字下變頻和濾波處理，首先對(duì)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字正交變換，把輸入的數(shù)字中頻信號(hào)變成數(shù)字基帶信號(hào)，變換后的I/Q數(shù)據(jù)送入rCIC2進(jìn)行重采樣(抽取和插值濾波處理)，然后送入CIC5進(jìn)行抽取濾波，經(jīng)過(guò)兩次抽取后的低速數(shù)據(jù)送入RCF進(jìn)行基帶濾波處理，同時(shí)也可以進(jìn)行抽取處理?？紤]到RCF的基帶濾波處理能力不夠，所以在邏輯中又增加了一級(jí)FIR濾波器進(jìn)行基帶濾波處理。

參照前向基帶濾波器和系統(tǒng)對(duì)抗單音阻塞性能的要求，初步提出基帶濾波器的指標(biāo)如下：通帶為590kHz，帶內(nèi)波動(dòng)為±1. 5dB，阻帶- 40dB@740kHz、- 80dB@900kHz。

濾波器設(shè)計(jì)與仿真

抽取系數(shù)的確定

根據(jù)目前的設(shè)計(jì)，A/D采樣率為48 Chip，基帶信號(hào)的采樣率為2Chip，所以在RSP內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)24倍抽取，RCF內(nèi)濾波器的階數(shù)最高為24階。為了避免信號(hào)混疊，保持最佳的濾波性能，并降低對(duì)邏輯( FPGA)內(nèi)的FIR 濾波器性能的要求，需要在rCIC2、CIC5和RCF之間合理的分配抽取率。

(1)rCIC2抽取率的確定

rCIC2濾波器是一個(gè)二階級(jí)聯(lián)積分梳狀濾波器，可以實(shí)現(xiàn)1～4096倍抽取(MrCIC2)和1～512倍插值(L rCIC2)，對(duì)其唯一的要求是抽取和插值的倍數(shù)必須滿足LrCIC2/MrCIC2≤1的關(guān)系。由于AD6624中rCIC2只有兩級(jí)，且由于CIC的過(guò)渡帶和阻帶的衰減性能不太好，這樣旁瓣電平比較高，當(dāng)Mm1時(shí)，旁瓣電平最多只比主瓣電平低27dB，由于阻帶衰減很差，無(wú)法滿足抗混疊要求，一般不做高階抽取。在本設(shè)計(jì)中，考慮到采樣率(48 ChiP)遠(yuǎn)大于信號(hào)帶寬(0. 59450MHz)，則只要保證抽取后無(wú)混疊信號(hào)帶寬大于信號(hào)的帶寬，就不會(huì)引起混疊，于是取MrCIC2= 2，L rCIC2= 1，則抽取后的采樣率變?yōu)?4Chip，無(wú)混疊信號(hào)帶寬為12ChiP( 14. 7456MHz)，大于信號(hào)帶寬。

(2)CIC5抽取率的確定

CIC5的可編程抽取率(MCIC5)大小為2～32。對(duì)CIC5抽取率的選取主要從以下3個(gè)方面考慮。

1)處理增益

由Q級(jí)CIC濾波器頻率響應(yīng)的表達(dá)式HQ ( ejω)=DQ.SaQ (ωD/2).Sa- Q (ω/2)可知，CIC抽取濾波器有一個(gè)處理增益DQ。隨著濾波器級(jí)數(shù)Q和抽取因子D的增大，處理增益也越大，但是因?yàn)镃IC5的運(yùn)算精度有限，所以增益不能過(guò)大，否則容易引起溢出或降低運(yùn)算精度。

2)抗混疊性能

為了降低混疊影響，獲得足夠大的阻帶衰減，在輸入采樣速率一定的前提下，盡可能的采用小的抽取因子。

3)帶內(nèi)平坦度考慮

隨著抽取率的增高，通帶內(nèi)的信號(hào)衰減也增大，不過(guò)帶內(nèi)衰減可以在后級(jí)濾波器中進(jìn)行補(bǔ)償。鑒于以上幾個(gè)因素的綜合考慮，選取MCIC5= 6。

(3)RCF抽取率的確定

圖4　rCIC2和CIC5的幅頻響應(yīng)

因?yàn)檎麄€(gè)基帶信號(hào)處理要實(shí)現(xiàn)24階抽取，已確定MrCIC2= 2、MCIC5= 6，所以MRCF= 2。在RCF的處理中，經(jīng)過(guò)rCIC2和CIC5的高倍抽取，此時(shí)數(shù)據(jù)的采樣率已經(jīng)變得很低，所以對(duì)RCF的抗混疊性能要求較高，同時(shí)還要考慮對(duì)單音信號(hào)的抑制。經(jīng)過(guò)上面的分析，確定如下系數(shù)：MrCIC2= 2、LrCIC2= 1、MCIC5= 6、MRCF= 2。RCIC2和CIC5的幅頻響應(yīng)見(jiàn)圖4。由圖可見(jiàn)，帶內(nèi)(0～0. 59MHz)衰減小于1dB，CIC5的阻帶衰減約為62dB。通常CIC濾波器會(huì)引起信號(hào)混疊，但如果抽取的信號(hào)帶寬很窄，則在其信號(hào)帶寬內(nèi)這種混疊可以忽略不計(jì)，因?yàn)镃IC濾波器可以對(duì)混疊部分提供有效的抑制這里CIC5可以對(duì)混疊到帶內(nèi)( 0～0. 59 MHz)的信號(hào)抑制82dB。

RCF和FIR設(shè)計(jì)

在確定了各級(jí)濾波器的抽取率之后，接下來(lái)就對(duì)RCF和FIR的設(shè)計(jì)了。最終的濾波結(jié)果要滿足通帶為590kHz，帶內(nèi)波動(dòng)為±1. 5dB，阻帶- 40dB@740kHz、- 80dB@900kHz的基帶濾波要求。

對(duì)于一個(gè)24階的FIR濾波器無(wú)法實(shí)現(xiàn)上述要求，而RCF的階數(shù)已經(jīng)確定，無(wú)法做得更高，解決的方法有2種，一是采用多通道處理，二是在邏輯內(nèi)部增加一級(jí)FIR濾波器來(lái)滿足濾波要求。本文主要討論第二種方案。

因?yàn)樵赗CF中要實(shí)現(xiàn)2倍抽取，為了使邏輯內(nèi)的濾波有效，則RCF中濾波主要起到抗混疊作用，阻帶抑制指標(biāo)可以放在后級(jí)濾波中實(shí)現(xiàn)，實(shí)際上在RCF(24階)中無(wú)法達(dá)到阻帶抑制的要求，也無(wú)法完全抑制900kHz處單音。折衷的設(shè)計(jì)是增加濾波器的過(guò)渡帶，在滿足抗混疊和單音抑制的條件下，使阻帶抑制達(dá)到80dB。這樣設(shè)計(jì)的結(jié)果是過(guò)渡帶加寬，后級(jí)的FIR濾波器需要更高的階數(shù)進(jìn)行阻帶抑制和單音抑制?；谶@樣的考慮，設(shè)計(jì)的濾波器結(jié)果如圖5、圖6和圖7所示。

圖5　RCF濾波器的幅頻響應(yīng)

圖6　24階FIR濾波器的幅頻響應(yīng)

圖7　32階FIR濾波器的幅頻響應(yīng)

圖5中的A線為CIC5的響應(yīng)，B線為CIC5和RCF的組合響應(yīng)。帶內(nèi)波動(dòng)小于1dB。從圖中可以看出濾波的結(jié)果滿足抗混疊要求，阻帶抑制滿足- 80dB的要求，即可以濾除大于1. 15MHz頻帶內(nèi)的單音，在后面的FIR濾波處理中主要是針對(duì)頻帶0. 59～1. 15MHz，需要使這個(gè)頻帶滿足阻帶抑制和900kHz處的單音抑制要求。在FIR的設(shè)計(jì)中可以實(shí)現(xiàn)較高的階數(shù)，考慮到邏輯資源的因素，此濾波器的階數(shù)不能做得太高，否則無(wú)法實(shí)現(xiàn)?？紤]到RCF對(duì)0. 59～1. 15MHz頻帶衰減，F(xiàn)IR濾波器的阻帶衰減可以降低要求，只要兩者加起來(lái)滿足- 80dB的阻帶抑制則可。

如圖6和圖7所示，分別設(shè)計(jì)了24階和32階FIR濾波器，其中24階FIR濾波器的帶內(nèi)波動(dòng)小于1. 8 dB，32階FIR濾波器的帶內(nèi)波動(dòng)小于1. 5dB，阻帶抑制分別為- 60dB和- 80dB。由于該濾波器在FPGA內(nèi)實(shí)現(xiàn)，只要邏輯資源夠用，可以根據(jù)實(shí)際需要滿足不同濾波要求。

結(jié)束語(yǔ)

經(jīng)過(guò)上面的討論，初步完成基帶濾波器的設(shè)計(jì)過(guò)程，因?yàn)闆](méi)有進(jìn)行篩選，所以上面的提到的一些系數(shù)和指標(biāo)的確定也許不是最優(yōu)化的。系數(shù)的優(yōu)化和篩選，以及各個(gè)指標(biāo)的確定需要大量工作，更需要在實(shí)際的硬件調(diào)試中進(jìn)行驗(yàn)證和優(yōu)化。

事實(shí)上，反向基帶濾波器的指標(biāo)是比較模糊的一個(gè)問(wèn)題，究竟定為多少，標(biāo)準(zhǔn)中沒(méi)有規(guī)定。因此主要參考前向基帶濾波器的指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)，是否合理還有待驗(yàn)證。在實(shí)現(xiàn)上，主要是在資源允許的條件下，盡量將指標(biāo)提得高一些。另一個(gè)問(wèn)題是匹配濾波，即是否需要進(jìn)行匹配濾波，以及如何進(jìn)行匹配濾波，還需要進(jìn)一步考慮。