如何設計三通道LED驅(qū)動器
| ||||||||||||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||||||||||||
通過將上述外設的完美組合，可實現(xiàn)對功能豐富而強大的可調(diào)光降壓轉(zhuǎn)換器等器件的控制。用于LED驅(qū)動器應用的降壓轉(zhuǎn)換器應為電流模式調(diào)節(jié)器，因為LED是電流模式器件。我們從LEDV-I曲線可以看出，正向電壓稍有變化，就會對電流產(chǎn)生較大影響。因此，任何LED驅(qū)動器電路的反饋都應視為電流。此外，我們應使用恒定電流，因為制造商會根據(jù)正向電流電平設定LED的顏色與強度。上述特性相當重要，因為我們要通過有關特性值來確保系統(tǒng)符合整體規(guī)范的要求。
圖1給出了典型的LED系統(tǒng)，包括通信接口、不同顏色的LED(每種顏色都代表一個通道)、智能化功能以及每個通道的恒定電流驅(qū)動器。通信接口可以為DMX512或DALI，這是兩種標準的照明協(xié)議，此外也可以為ZigBee或無線USB接口。智能化功能可通過內(nèi)置模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)與LED調(diào)光外設的微控制器實現(xiàn)。ADC用于監(jiān)控溫度與LED電流等系統(tǒng)變量，完成系統(tǒng)監(jiān)控與色彩混合任務。驅(qū)動器為通道中的每個LED提供恒定電流。驅(qū)動器的復雜性與質(zhì)量決定了驅(qū)動器的價格。
圖1：典型的LED系統(tǒng)方框圖。
磁滯降壓控制器
在微控制器上集成LED驅(qū)動器有助于減小整體系統(tǒng)解決方案的尺寸?，F(xiàn)在，幾乎沒有什么解決方案將開關模式電源(SMPS)這樣的高功率元件與微控制器的智能化功能完美結合在一起。退而求其次，就是將SMPS的反饋與控制電路完美集成在微控制器中。如圖1所示，CY8CLED16EZ-Color器件正好具備上述功能所需的模擬電路。在該設計方案中，SMPS拓撲為電流模式可控磁滯降壓轉(zhuǎn)換器架構(見圖2)。
圖2：磁滯控制器。
啟動時，通過電感的電流開始上升，直至比較器正輸入的電壓大于比較器負輸入的電壓。隨后，轉(zhuǎn)換器將作為自由運行的振蕩器，電流會在兩個層面間充電和放電。
ITH_HIGH與ITH_LOW的大小可由并聯(lián)電阻、RIN與RHYST反饋電阻以及DAC輸出電壓通過下列等式計算得出。我們可以看到，RHYST值越大，ITH_HIGH與ITH_LOW的差就越小。
合上PFET將啟動充電過程(如圖4a所示)，電感器開始充電。比較器可通過測量并聯(lián)電阻電壓來監(jiān)控電感器電流。當電流達到閾值ITH_HIGH時，就開始進入放電過程(如圖4b所示)。在放電階段，電流通過續(xù)流二極管放電。續(xù)流二極管保護電路元件免受電感反沖的影響，并且保持LED處于打開狀態(tài)。LED中的電流超過ITH_LOW閾值后，充電過程再次開始。
圖4：降壓轉(zhuǎn)換器的充電階段(圖a)與放電階段(圖b)。
轉(zhuǎn)換器啟動后進入充電階段，直至電感器電流達到ITH_HIGH閾值。電流達到閾值所需的時間稱作上升時間(trise)，trise取決于輸入電壓與電感器電流值：
，其中，VF為串聯(lián)LED的正向電壓。
由于上述方程式的分母是電感值，因此上升時間與電感值成正比例。縮短上升時間對調(diào)光非常重要，因為減小脈沖寬度有利于使用較高分辨率的調(diào)制器，但這并不是使用較小電感值的唯一原因。低值電感器(具有相當高的額定電流)從物理上說比高值電感器的體積更小，成本更低，同一尺寸封裝的低值電感器比高值電感器支持的電流更高。
平均電流誤差
圖3顯示了LED電流的理想波形，但沒考慮比較器的響應時間(tr)。比較器的響應時間(tr)是指輸出電壓針對輸入電壓超過DAC參考電壓改變狀態(tài)所需的時間。如果將這個因素考慮在內(nèi)，就會影響LED電流的過沖、紋波及平均值。平均電流誤差要歸因于比較器限定的響應時間以及電感波形的坡形不平衡引起的。請注意，在圖3中，充電坡度比放電坡度更陡一些，這是由于輸入電壓大大高于LED正向電壓而引起的。由于充電斜率大于放電斜率，因此比較器響應時間產(chǎn)生的平均電流也將大于圖5所示的期望值。
圖3：理想的LED電流波形。
圖5：電流誤差詳圖。
實際峰值電流等于峰值電流閾值與峰值電流誤差之和，而谷值電流則等于谷值電流閾值與谷值電流誤差之和(如下列方程式所示)。除了比較器的響應時間外，我們從峰值電流計算式中還可看出，輸入電壓、電感值與LED正向電壓都會影響峰值電流誤差。我們從谷值電流算式中則可以看出，正向電壓會影響谷值電流誤差。
，其中，VD為續(xù)流二極管的正向電壓。
我們可根據(jù)電感容差與LED正向電壓的差值計算出電流誤差。但是，如果我們的系統(tǒng)采用了具備8:1模擬乘法器與可編程增益放大器的積分型模數(shù)轉(zhuǎn)換器，那么我們也可用該轉(zhuǎn)換器來測量電流誤差。我們通過校正算法來測量并處理電流誤差，隨后再改變DAC的輸出電壓來設置新的閾值。
圖6：支持平均電流誤差校正的磁滯控制器。
電平轉(zhuǎn)換電路
如圖7所示，當柵極Q1的邏輯電平為高時，柵極Q3通過分壓器打開；柵極Q4短接至VIN將關閉柵極Q3。當柵極Q1的邏輯電平為低時，分壓器中無電流通過，將柵極Q2連接至VIN，此時柵極Q4短接至地面，并打開PFET。這樣，輸入為高時，開關關閉，輸入為低時，開關打開，這就說明了EZ-Color器件內(nèi)置比較器的輸出為什么會出現(xiàn)反相區(qū)。只要輸入電壓不超過晶體管Q2與Q4的VGS(MAX)值，如圖7所示的電平轉(zhuǎn)換電路就能正常工作。如果我們從VIN到源極Q2之間增加齊納二極管與電容器，再在齊納二極管的陽極至接地之間采用偏置電路，那么該電路就可適用于較大的輸入范圍。
圖7：電平轉(zhuǎn)換器詳圖。
利用軟件工具實現(xiàn)更簡化的解決方案
圖8：單通道的模擬模塊布局。
磁滯降壓轉(zhuǎn)換器要采用EZ-Color，需要將用戶模塊嵌入到PSoCDesigner中，以便在芯片的模擬段與數(shù)字段之間進行切換。如圖8所示，比較器用戶模塊放在連續(xù)時間模塊中，9位DAC放在兩個開關電容模擬塊間，提供其負輸入。比較器的正輸入通過4:1的多路復用器路由，輸出路由至比較器數(shù)字總線，再經(jīng)過反相，抵消電平轉(zhuǎn)換器電路的反相區(qū)(如圖8所示)。比較器數(shù)字總線發(fā)送數(shù)字信號至芯片的數(shù)字段，也是數(shù)字信號走線的地方(如圖9所示)。
圖9：單通道的數(shù)字模塊布局。
以上各圖顯示了如何配置EZ-Color模擬與數(shù)字模塊，以實施降壓轉(zhuǎn)換器。COMP_BUF模塊路由比較器總線到數(shù)字段，隨后它可路由到電源電路系統(tǒng)，不過不是直接路由到控制電路，而是與16位PWM數(shù)字模塊的輸出做AND操作，從而實現(xiàn)調(diào)光功能。圖8和圖9中的3個位置樣本可放置在CY8CLED16部件上，從而實現(xiàn)3通道可調(diào)光輸出的復合系統(tǒng)。
利用3個降壓轉(zhuǎn)換器，每個通道都能通過高精度照明信號調(diào)制(PrISM)調(diào)光，或利用PWM，我們就能控制3通道LED系統(tǒng)的色彩。用8位微控制器完成色彩混合相當復雜，不過有些集成電路公司嘗試了這種做法并取得了成功。PSoCExpress等軟件工具具備預編寫、預驗證的色彩混合代碼，使開發(fā)照明設計變得極其簡單。PSoCExpress是一款支持用戶界面功能的設計創(chuàng)建工具，也支持系統(tǒng)外設編碼，可以通過拖放實現(xiàn)工作，并在GUI環(huán)境中連接至驅(qū)動程序。所生成的項目文件兼容于所有賽普拉斯的EZ-Color器件。
應該采用哪種調(diào)光分辨率？
您可能已經(jīng)注意到了，本項目中采用了16位分辨率調(diào)光，之所以這樣做，是因為在光照強度較低的情況下，我們需要16位來維持高精度的色彩控制。如果強度為100%，那么精確匹配就僅需要8位的分辨率，如強度為1%，則分辨率應為14.6位。EZ-Color中，16位分辨率的PWM調(diào)光頻率為732Hz，遠遠高于肉眼所能看到的頻率。PWM模塊時鐘頻率設定為48MHz，就能獲得這種調(diào)光頻率。
本文小結
我們采用賽普拉斯的EZ-Color等混合信號微控制器控制LED照明系統(tǒng)，因為這種微控制器集成了ASIC實施所需的大部分功能。通過采用磁滯降壓轉(zhuǎn)換器，EZ-Color能提供低成本的SMPS拓撲，可用恒定電流驅(qū)動LED。集成式混合信號解決方案非常適合照明設計，不僅能降低元件成本，而且還能縮短設計周期。賽普拉斯的EZ-Color集成了SMPS控制、智能化色彩混合功能與DMX512接口，使其成為多種LED照明應用設計的便捷選擇。
下載文檔
