大功率RGB LED驅(qū)動(dòng)器支持彩色照明設(shè)計(jì)

   下一代建筑和裝飾照明通過(guò)適當(dāng)組合紅、綠、藍(lán)LED的輸出能夠獲得更全面的色彩。在這種高亮度、多LED串聯(lián)的應(yīng)用中，典型導(dǎo)通壓降可能達(dá)到22V至36V，吸收電流為1A至2A。圖1所示LED驅(qū)動(dòng)器能夠?yàn)槎鄠€(gè)LED串聯(lián)的模塊提供2A的驅(qū)動(dòng)電流，正向?qū)妷嚎梢赃_(dá)到36V。該電路僅驅(qū)動(dòng)RGB LED的一種顏色，驅(qū)動(dòng)三種顏色需要三路這樣的驅(qū)動(dòng)器。由于LED產(chǎn)生的光強(qiáng)與其導(dǎo)通電流并非線性關(guān)系，選擇通過(guò)PWM(而非LED電流幅度)控制亮度等級(jí)，每個(gè)LED由脈沖調(diào)制的固定電流控制燈光亮度。IC控制器利用平均電流模式提供LED驅(qū)動(dòng)，需要最少的外部元件。

　　工作原理

　　為了高效提供電流驅(qū)動(dòng)，LED驅(qū)動(dòng)器采用連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)的boost拓?fù)?，利用平均電流模式控制輸入電壓的升壓轉(zhuǎn)換，為L(zhǎng)ED負(fù)載提供恒流驅(qū)動(dòng)。單一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost轉(zhuǎn)換器工作。由于boost轉(zhuǎn)換器拓?fù)湓谵D(zhuǎn)換器輸入和輸出之間提供了一個(gè)直接通道，必須確保串聯(lián)LED的最小導(dǎo)通電壓大于輸入電源電壓的最大值。LED負(fù)載通過(guò)MOSFET (Q1)和檢流電阻(R13)跨接在boost轉(zhuǎn)換器的輸出端，PWM ON期間Q1接通LED電流，PWM OFF期間則斷開(kāi)電流通道。檢測(cè)R13兩端的電壓(代表通過(guò)LED的電流)時(shí)，IC可以抑制共模噪聲并在DIFF引腳提供以地為參考的輸出，增益為6V/V。檢流放大器輸出信號(hào)與內(nèi)部電壓誤差放大器的0.6V基準(zhǔn)相比較，差分檢流放大器的6V/V增益能夠使電流檢測(cè)的參考點(diǎn)從0.6V降至0.1V，即在額定負(fù)載電流下R13的壓差只有0.1V，有助于提高效率。該boost轉(zhuǎn)換器采用平均電流控制模式，通過(guò)兩個(gè)反饋環(huán)路控制LED電流。外環(huán)路檢測(cè)LED電流，并將其與基準(zhǔn)電壓相比較，在EAOUT (第17引腳)產(chǎn)生放大后的誤差信號(hào)。內(nèi)環(huán)路檢測(cè)誤差放大器的電壓輸出，相應(yīng)地控制流過(guò)電感(L1)的電流。誤差放大器輸出還決定了以R13設(shè)置的電流驅(qū)動(dòng)LED時(shí)所需要的電感電流，LED額定電流在R13產(chǎn)生的壓降為0.1V。

　　第二個(gè)檢流電阻(R15)用于設(shè)置電感返回通道的電流。U2內(nèi)部的差分電流檢測(cè)放大器提供34.5V/V增益。電流誤差放大器將該輸出電壓與電壓誤差放大器的輸出進(jìn)行對(duì)比，產(chǎn)生內(nèi)部平均電流控制環(huán)路的誤差信號(hào)。這一放大后的誤差信號(hào)與內(nèi)部振蕩器斜波進(jìn)行比較，最終產(chǎn)生PWM信號(hào)(在DL第3引腳)用于驅(qū)動(dòng)MOSFET Q2。電流誤差放大器的高增益使得電路能夠根據(jù)電壓環(huán)路的要求產(chǎn)生平均電感電流(在所允許的限制范圍內(nèi))，保持非常低的誤差。在指定的輸入電源電壓和LED正向?qū)妷?忽略開(kāi)關(guān)、二極管、檢流電阻等元件的壓差)下，boost轉(zhuǎn)換器的CCM工作模式?jīng)Q定了PWM開(kāi)關(guān)的占空比，固定占空比與所要求的LED電流相對(duì)應(yīng)，由此確定所需要的電感電流。電壓環(huán)路控制電流環(huán)路產(chǎn)生這一平均電感電流，從而提供所需的LED電流。兩個(gè)控制環(huán)路都應(yīng)提供獨(dú)立補(bǔ)償，以確保穩(wěn)定工作。
轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

　　轉(zhuǎn)換器參數(shù)要求如下：

　　● 輸入電壓范圍：9V至15V

　　● 最大LED正向?qū)妷海?3V

　　● LED電流：2A

　　● 開(kāi)關(guān)頻率：300kHz(頻率較低時(shí)會(huì)提高濾波成本，頻率較高時(shí)則會(huì)降低效率、提高EMI。根據(jù)這些因素，將開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化在300kHz)。

　　利用下式計(jì)算Q2的ON占空比：

　　式中VLEDMAX為L(zhǎng)ED的最大導(dǎo)通電壓(應(yīng)該包括MOSFET Q1的壓降和檢流電阻R13的壓降)，VD是整流二極管D1兩端的電壓，VINMIN是最小輸入電壓，VFET為ON期間MOSFET Q2的平均電壓。該電路中：DMAX = 0.74。

　　選擇電感(L1)時(shí)，必須考慮其電感量和額定峰值電流，利用下式計(jì)算最大平均電感電流 (ILAVG)：

　　確定電感峰值電流(ILPEAK)時(shí)，須注意流過(guò)電感的紋波電流，與電感值和開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)。假設(shè)電感電流的最大峰峰值紋波(ILPP)為20%。由于ILPP為平均電感電流ILAVG的20%，則：

　　上式中代入已知參數(shù)，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。

接下來(lái)計(jì)算最小電感值LMIN，電感電流紋波設(shè)置在最大值：

　　式中FSW為開(kāi)關(guān)頻率。

　　將已知參數(shù)代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。電感值增加20%容限，可選擇10mH標(biāo)準(zhǔn)電感。

　　電阻R15檢測(cè)通過(guò)電感的平均電流，在R15上產(chǎn)生25.7mV(最小值)壓差的電流是平均電流控制環(huán)路所允許的最大電感電流。借助該項(xiàng)功能，能夠在過(guò)載情況下保護(hù)外部器件，通過(guò)鉗制作用在電流誤差放大器的基準(zhǔn)電壓的最大值實(shí)現(xiàn)這一保護(hù)功能。選擇R15應(yīng)確保其流過(guò)最大電感電流時(shí)電阻兩端的電壓低于25.7mV。該應(yīng)用中，正常工作時(shí)R15兩端的最大電壓為24mV?？梢岳霉剑河?jì)算R15，在式中代入已知參數(shù)，可得：R15=3.11mW，實(shí)際電路選擇3mW電阻。

　　濾波電容

　　利用公式計(jì)算輸出電容COUT (C6、C7、C8和C9并聯(lián))，式中，VLEDPP為boost輸出電壓的峰峰值。該峰峰值結(jié)合LED在額定電流下的動(dòng)態(tài)電阻、決定了LED的紋波電流。為保持色度和LED的使用壽命，LED的紋波電流應(yīng)該保持在平均電流的10%以?xún)?nèi)。上式中代入已知參數(shù)，得到：COUT=17mF，電路中各電容近似選擇為4.7mF、50V陶瓷電容。利用公式計(jì)算輸入電容CIN (C3、C4、C5并聯(lián))，式中VINPP是輸入電壓紋波的峰峰值，本應(yīng)用中取值為輸入電壓的0.4%。將已知參數(shù)代入等式，可得：CIN = 22.3mF，近似用三個(gè)10mF、25V陶瓷電容(L1左側(cè))替代。

　　反饋補(bǔ)償

　　平均電流控制環(huán)路

　　為確保平均電流控制環(huán)路的穩(wěn)定性，電流誤差放大器的增益應(yīng)該限定在某一數(shù)值以?xún)?nèi)(頻率接近開(kāi)關(guān)頻率)。理由是：Q2處于OFF期間，通過(guò)R15測(cè)得的電流不斷衰減，在此期間為負(fù)斜率變化。負(fù)斜率信號(hào)放大后作用到誤差放大器的輸入，經(jīng)過(guò)電流誤差放大器再次放大，最終轉(zhuǎn)換成正斜率信號(hào)作用在PWM比較器輸入。為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定，這個(gè)正斜率信號(hào)不能超過(guò)作用在PWM比較器另一輸入端的三角波信號(hào)的正斜率。這一條件限定了信號(hào)到達(dá)PWM比較器之前電感電流的總增益(開(kāi)關(guān)頻率處)。低頻總增益可以更高一些，允許平均電感電流精確建立在所設(shè)定的穩(wěn)態(tài)值。
從IC(U2)架構(gòu)可以看出，通過(guò)控制電流誤差放大器的增益級(jí)可滿(mǎn)足穩(wěn)定性要求。利用下式可以計(jì)算開(kāi)關(guān)頻率處的最大增益，確保放大器環(huán)路穩(wěn)定：

　　式中VRPP為內(nèi)部紋波的峰峰值(2V)，L為L(zhǎng)1電感值，AVCSA為電流檢測(cè)放大器的差分增益(34.5V/V)。將已知參數(shù)代入公式可得：ACEA=1.75V/V。內(nèi)部電流誤差放大器為跨導(dǎo)放大器，增益為550mS (550mA/V)。電阻R10連接到誤差放大器輸出CLP (第16引腳)，控制電流誤差放大器在開(kāi)關(guān)頻率處的增益。電阻R10為：

　　代入已知參數(shù)，可得：R10= 3.18kW。應(yīng)用中采用3.16kW標(biāo)準(zhǔn)電阻。

　　如果R10接GND，頻率低于3dB截止頻率時(shí)，電流誤差放大器的增益為1.75V/V。為保證環(huán)路穩(wěn)定，要求在接近開(kāi)關(guān)頻率時(shí)總增益為1.75V/V。較低頻率下即使具有較高增益，也不會(huì)放大線性衰減的電感電流，電感電流紋波不存在低頻分量。電流誤差放大器傳輸函數(shù)中引入一個(gè)零點(diǎn)，將使電流環(huán)路增益在零點(diǎn)頻率以上變得平坦(1.75V/V)，并在零點(diǎn)頻率以下增益明顯提升。零點(diǎn)頻率由C11和R10決定，本應(yīng)用中最佳零點(diǎn)頻率為開(kāi)關(guān)頻率的1/12，能夠快速地將平均電感電流建立在設(shè)定值。為了在1/12開(kāi)關(guān)頻率處放置一個(gè)零點(diǎn)，按照下式計(jì)算

。 代入已知參數(shù)，得到：C11=1.99nF，選擇2.2nF標(biāo)準(zhǔn)電感。

　　C10在開(kāi)關(guān)頻率處引入高頻極點(diǎn)，抑制開(kāi)關(guān)操作引入的各種噪聲：。代入已知參數(shù)，得到：C10=152pF，可選擇180pF標(biāo)準(zhǔn)電感。

　　電壓控制環(huán)路

　　通過(guò)反饋環(huán)路保持R13兩端的電壓固定，最終得到固定的LED電流。根據(jù)LED電流和開(kāi)關(guān)占空比產(chǎn)生一個(gè)固定值，電壓控制環(huán)路為電流控制環(huán)路產(chǎn)生一個(gè)輸入基準(zhǔn)，用于設(shè)置電感的平均電流。比較R13兩端的壓降和100mV基準(zhǔn)，電壓誤差放大器對(duì)這一差值進(jìn)行放大，產(chǎn)生一個(gè)與所要求的電感平均電流相對(duì)應(yīng)的基準(zhǔn)電壓，利用下式計(jì)算基于LED電流的R13電阻值：：，式中，ILED為L(zhǎng)ED電流(本應(yīng)用中為2A)，0.1V是電壓控制環(huán)路的反饋基準(zhǔn)。代入已知參數(shù)，得到：R13=0.05W。電阻額定功率應(yīng)該高于ILED2×R13。

      由于boost轉(zhuǎn)換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式，電源電路傳輸函數(shù)存在一個(gè)右半平面(RHP)零點(diǎn)。該零點(diǎn)提供20dB/十倍頻程的增益和90度的相位滯后，很難補(bǔ)償。最簡(jiǎn)單的方法是在低于RHP零點(diǎn)頻率處抵消該零點(diǎn)，將環(huán)路增益降至0dB(利用-20dB/十倍頻程)。對(duì)于boost轉(zhuǎn)換器，下式給出了最差工作條件下的RHP零點(diǎn)頻率(FZRHP)：，代入已知參數(shù)，可以得到：FZRHP=17.7kHz。

　　平均電流控制環(huán)路將電感和輸出電容COUT構(gòu)成的雙極點(diǎn)、2階系統(tǒng)轉(zhuǎn)換成1階系統(tǒng)，1階系統(tǒng)的單個(gè)極點(diǎn)由輸出濾波電容和輸出負(fù)載電阻決定。輸出濾波電容和輸出負(fù)載動(dòng)態(tài)電阻構(gòu)成的極點(diǎn)頻率由下式計(jì)算：，式中，RLD是LED負(fù)載的動(dòng)態(tài)電阻(本應(yīng)用中所使用的LED電阻為4.5W)。代入已知參數(shù)后，可得：FP2=1.88kHz。電壓誤差放大器的輸出到差分電壓放大器輸出的電壓控制環(huán)路直流增益(最大占空比時(shí))由下式計(jì)算：，式中6V/V是圖1中U2內(nèi)部差分電壓放大器的增益，代入已知參數(shù)，可得：GP=0.75V/V。

　　為了補(bǔ)償電壓控制環(huán)路(使環(huán)路保持穩(wěn)定并具有足夠的相位裕量)，環(huán)路單位增益的頻率(FC)應(yīng)該低于RHP零點(diǎn)頻率的1/5。本應(yīng)用中，為了獲得較好的相位裕量，單位增益頻率選擇RHP零點(diǎn)頻率的1/10：，代入已知參數(shù)，可得：FC=1.77kHz。電壓誤差放大器傳輸函數(shù)具有一個(gè)主極點(diǎn)(FP1)和一個(gè)零點(diǎn)(FZ1)，用于補(bǔ)償輸出極點(diǎn)FP2和高頻極點(diǎn)(FP3)。補(bǔ)償零點(diǎn)(FZ1)放置在輸出極點(diǎn)頻率，利用下式計(jì)算電壓誤差放大器的增益(FZ1處)，總環(huán)路增益在FC頻點(diǎn)的增益為0dB：，代入已知參數(shù)，得到：AEA1=1.25V/V。電阻R14和R12決定增益AEA1：。將R12任意設(shè)置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kW。

　　C14和R14決定補(bǔ)償零點(diǎn)頻率FZ1，按照下式計(jì)算C14：，代入已知參數(shù)，得到：C14=30.8nF，實(shí)際應(yīng)用可以選擇100nF電容。選擇較大的電容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期間通過(guò)斷開(kāi)Q3可以保持C14上的電荷。C12將高頻極點(diǎn)(FP3)置于開(kāi)關(guān)頻率的一半，按照下式計(jì)算C12：，代入已知參數(shù)后可得：C12 = 386pF，選擇470pF標(biāo)準(zhǔn)電容。
PWM調(diào)光和LED保護(hù)

　　LED通過(guò)連接在PWMDIM輸入端的低頻PWM信號(hào)調(diào)節(jié)亮度(外部信號(hào)作用在圖1電路)，PWM信號(hào)幅度范圍：3V至10V，頻率可達(dá)2kHz。電路中，外部MOSFET (Q1)與LED串聯(lián)能夠快速接通、切斷LED電流。PWM ON期間，Q1導(dǎo)通;PWM OFF期間Q1斷開(kāi)。LED關(guān)閉時(shí)，U3將CLP拉低，禁止PWM開(kāi)關(guān)工作，關(guān)閉Q2。

　　小信號(hào)MOSFET Q3用于完成一個(gè)重要功能，PWM調(diào)光時(shí)可直接影響LED電流控制環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間。PWM OFF期間處于斷開(kāi)狀態(tài)，阻斷C12/C14通路使其在OFF周期內(nèi)保持電荷量不變;PWM返回ON狀態(tài)時(shí)，電壓誤差放大器的輸出可以立即達(dá)到前期的穩(wěn)態(tài)值，幾乎在LED導(dǎo)通的同時(shí)建立LED電流。通用運(yùn)算放大器(U1)能夠在LED溫度達(dá)到85℃時(shí)阻止電流的流通，為L(zhǎng)ED提供保護(hù)。利用EPCOS NTC電阻檢測(cè)溫度，將其安裝在LED板，假設(shè)25℃時(shí)對(duì)應(yīng)的阻值為10kW，運(yùn)算放大器的輸出控制U2的EN輸入，當(dāng)溫度達(dá)到85℃時(shí)關(guān)閉LED，溫度降至75℃時(shí)恢復(fù)LED導(dǎo)通。

　　如果沒(méi)有過(guò)壓保護(hù)，LED開(kāi)路時(shí)升壓轉(zhuǎn)換器可能使電壓上升到不安全的水平。圖1所示電路能夠在輸出電壓上升到33.5V時(shí)關(guān)閉轉(zhuǎn)換器。當(dāng)U2的OVI輸入超過(guò)1.276V (電阻R5/R7電阻分壓器設(shè)置的門(mén)限，對(duì)應(yīng)于33.5V過(guò)壓門(mén)限)時(shí)，關(guān)閉PWM開(kāi)關(guān)，提供系統(tǒng)保護(hù)。為了保持過(guò)壓門(mén)限精度，R7選擇25kW電阻。利用下式計(jì)算過(guò)壓門(mén)限對(duì)應(yīng)的R5：

　　　，式中VOVT為所要求的門(mén)限。