引 言
對喇叭天線而言，最常用的展寬頻帶的方法是在波導部分及喇叭張開部分加入脊形結(jié)構(gòu)。雖然該天線已應用于某些工程實際中，但是此類天線在頻率大于12 GHz時，增益下降，方向圖主瓣出現(xiàn)分裂，并且隨著頻率的升高，主瓣凹陷得越來越厲害。這對方向圖要求高的場合，如將天線用作主反射面饋源、EMC測試，已不能滿足要求。針對這一問題，本文利用Ansoft公司推出的HFSS電磁仿真軟件，通過做大量的仿真實驗，設(shè)計了一幅頻率范圍為1～18GHz的寬帶喇叭天線，它的增益在整個頻段大于10 dB，方向圖在15 GHz時，主瓣才開始出現(xiàn)分裂，并且隨著頻率的升高，直到18 GHz主瓣也沒有出現(xiàn)大的凹陷，這樣的結(jié)果比較理想，可以滿足更高的工程要求。
1 寬帶雙脊喇叭天線的設(shè)計
基于電磁仿真軟件HFSS，通過做大量的仿真實驗，得到寬帶雙脊喇叭天線結(jié)構(gòu)模型如圖1所示，它由3部分組成：饋電部分，脊波導部分，喇叭張開部分。各部分的具體設(shè)計過程如下。
1.1 脊波導部分設(shè)計
脊波導部分的橫截面示意圖如圖2所示，波導的橫截面尺寸為a×6，脊寬為a1，脊間距為b1，設(shè)計時主要依據(jù)脊波導理論。在設(shè)計時，首先確定b/a，b1/b，a1/a的值，然后參考文獻[4]的曲線就可得λCE10/A匹，λCE30/a及頻率為無窮大時TE10模的特性阻抗z0∞的值，通過式(1)算出在給定工作頻率f下的特性阻抗以便于饋電段的設(shè)計：
為了改善饋電段到喇叭段的匹配，讓它的橫截面尺寸逐漸增大，所以這部分的整體結(jié)構(gòu)設(shè)計成一個E面的扇形喇叭，再在兩個窄壁面上加2個楔體以改善高頻端的方向圖。
1.2 饋電部分的設(shè)計
饋電部分的結(jié)構(gòu)示意圖見圖3，通常采用N型同軸接頭饋電，同軸線的外導體連在波導的側(cè)壁上，同軸線的內(nèi)導體通過第一個脊的腔體，連到第二個脊上形成短路，內(nèi)導體在波導腔內(nèi)可看作一單極輻射器，由于普通波導的阻抗遠大于同軸線的阻抗，因此內(nèi)導體必須終止在遠離波導壁的地方，以防止失配，而脊波導的阻抗與同軸線的阻抗相一致，所以同軸線的內(nèi)導體必須接在相對的脊上以利于匹配。最后，再在脊波導的后端加一段直波導(長度應小于最高工作頻率的半個波長)，作為濾除被激勵出來的TE20模，因此脊波導的可用帶寬應是λc10/λc30，而不是λc10/λc20.顯而易見，單模工作帶寬被大大的加寬了。
1.3 喇叭段的設(shè)計
喇叭段的長度應大于最低工作頻率波長的一半，這樣才能保證阻抗轉(zhuǎn)換過程中不激起高次模。喇叭的口面按照常規(guī)喇叭的設(shè)計方法，根據(jù)增益與口徑面相差的要求來確定，因為場分布主要集中在兩個脊的附近，所以考慮加工后實際喇叭的重量可以將兩個窄壁面去掉，這樣對低頻端的方向圖稍有影響，經(jīng)過反復的調(diào)整，最后兩個窄壁面采用介質(zhì)板，并在其上均勻分布6條很窄的金屬片，脊的形狀根據(jù)阻抗匹配原則設(shè)計。為了使饋電點阻抗能夠平滑的過渡到喇叭口自由空間阻抗，基于大量的實驗發(fā)現(xiàn)，阻抗變換形式為如下所示，具有較好的效果
式中：l是喇叭段的長度，k是常數(shù)，它可由喇叭中點的阻抗為兩端阻抗的平均值這樣的條件來確定。因此脊結(jié)構(gòu)的形狀曲線一般也為指數(shù)形式，如式(6)所示。附加的線性項，可起到擴展低頻帶寬的作用。
2 雙脊喇叭天線的仿真
按照上面雙脊喇叭天線的設(shè)計方法，利用電磁仿真軟件HFSS，此軟件擁有強大的天線設(shè)計功能，設(shè)計了1副1～18 GHz的天線并加工成型，它的仿真結(jié)構(gòu)如圖1所示，其具體尺寸為：喇叭口面240 mm×139 mm，喇叭底面86 mm×67 mm，短路板截面26 mm×16 mm，喇叭的軸向長度152 mm，用50 Ω同軸線饋電，N型接頭的芯線半徑為0.65 mm，插入的腔體半徑為1.5 mm，脊曲線方程為
為了分析所設(shè)計天線的方向圖，增益及駐波比，本文不僅給出了電磁仿真軟件HFSS的仿真結(jié)果，而且還給出了微波暗室的測量結(jié)果。為了對這兩個結(jié)果進行比較，將電磁仿真軟件HFSS得到的仿真數(shù)據(jù)和微波暗室得到的測量數(shù)據(jù)分別導入到MATLAB里面，通過MATLAB進行處理，得到了二者電性能特性的比較圖。從圖4可見，VSWR除了在低端1 GHz～1.6 GHz范圍內(nèi)較大外，其余工作點都小于2.5，滿足實際的工程要求。要觀看此天線的增益及方向性，由于頻帶太寬，測量和仿真得到的數(shù)據(jù)量太大，因此我們僅給出了不同頻段上典型頻率點的增益方向圖。其中圖5、圖6為低頻段中心頻點的H面及E面增益方向圖，由圖可見增益很理想，H面及E面都大于13 dB，3 dB主瓣寬度較小，波束集中，隨著頻率的升高增益開始慢慢下降，波束變寬且趨于平坦，當?shù)竭_整個頻帶的中心頻點10 GHz時，由圖7、圖8可見，H面增益降為11.5 dB，E面略有下降，3 dB主瓣寬度都增大了，隨著頻率繼續(xù)升高到達13 GHz時，由圖9、圖10可見，H面主瓣波束稍有波動，E面主瓣波束出現(xiàn)1 dB的凹陷，三維方向圖仍是單一的主瓣。當f≥15 GHz后，E面及H面方向圖都出現(xiàn)凹陷，三維方向圖才開始出現(xiàn)分裂，如圖11所示，隨著頻率的升高，直到18 GHz主瓣也沒有出現(xiàn)大的凹陷，性能參數(shù)明顯提高了，并且仿真的二維方向圖與測量的二維方向圖除了在兩側(cè)低副瓣區(qū)差異較大外(這主要是因為仿真和測量中饋電喇叭周圍的空間環(huán)境不相同而造成的)，在主瓣區(qū)基本是吻合的。這說明所給出的設(shè)計方案是合理的，對天線的電性能特性利用電磁仿真軟件HFSS的分析結(jié)果是有效的。
3 結(jié) 論
本文給出了一個寬帶雙脊喇叭天線的設(shè)計方法，并利用電磁仿真軟件HFSS具體設(shè)計了一幅1 GHz～18 GHz寬帶雙脊喇叭天線。仿真及測量結(jié)果都較為理想，可滿足更高的實際要求，對工程上設(shè)計此類天線具有一定的參考價值。
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