一種簡單有效的限流保護電路設(shè)計方法介紹

 摘要：提出了一種簡單有效的限流保護電路，論述了該保護電路應(yīng)用于寬范圍輸入正激變換器和寬范圍輸入反激變換器時工作狀況的區(qū)別，并給出了一個適用于寬范圍輸入反激變換器的補償電路。最后的實驗結(jié)果驗證了限流保護電路及補償電路的工作原理及其有效性。

關(guān)鍵詞：過流保護；正激；反激

0    引言

    過流保護電路是電源產(chǎn)品中不可缺少的一個組成部分，根據(jù)其控制方法大致可以分為關(guān)斷方式和限流方式。限流方式由于其具有電流下垂特性，故障解除后開關(guān)電源能自動恢復(fù)工作，因此，得到比較廣泛的應(yīng)用。

    限流保護電路首先要有一個電流取樣環(huán)節(jié)，目前，一般的做法是串聯(lián)一個小電阻或者是用霍爾元件來獲得電流信號。當(dāng)取樣電流比較小的時候，這兩種取樣方法都是可取的。但當(dāng)取樣電流比較大時，電阻取樣會有較大的損耗，降低了變換器的效率，而霍爾元件取樣其體積比較大，且價格昂貴，對整個電源的成本也是個問題。

    基于以上考慮，本文提出一種簡單有效的限流保護電路，克服了以上兩種方式取樣大電流時的缺點。它適用于正激、反激等各種變換器，而且成本也比較低。

1    限流保護電路工作原理

    圖1中虛線框外的電路是普通的峰值電流方式的PWM控制電路，利用電流互感器取樣峰值電流。圖中所示的PWM芯片是ST公司生產(chǎn)的L5991。虛線框內(nèi)是本文所提出的限流保護電路。它利用峰值電流控制中的電流信號作為輸入信號，通過一個由D₁，R₁，C₁組成的峰值保持電路和由運放組成的PI環(huán)節(jié)得到一個誤差信號，在變換器的輸出電流超過限定值的時候，該誤差信號就會控制PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由于D₂存在，當(dāng)輸出電流低于限流值時，該部分電路對占空比的控制不起作用。

圖1    限流保護電路

    下面以正激變換器為例，闡述限流保護電路的工作原理。

    正激變換器如圖2所示。設(shè)圖1中A點電壓為v_a，B點電壓為v_b，C點電壓為v_c，圖2中流過開關(guān)管的電流為i_s，電感電流為i_L，輸出電流為i_o。電流取樣變壓器原邊電流，即流過開關(guān)管的電流i_s。并作以下假定：

圖2    正激變換器

    1）二極管D₁的導(dǎo)通壓降是V_D1并保持不變；

    2）R₁在實際電路中的作用是與C₁組成RC吸收網(wǎng)絡(luò)吸收尖峰，這里假定為零；

    3）正激變換器電感L電感量較大，電路工作在CCM模式且電感電流波動較小。

    則正激變換器限流保護電路的理論工作波形如圖3所示。其一個開關(guān)周期可以分為3個工作階段。

    階段1（t₀－t₁）    t₀時刻v_g>0，開關(guān)管S及二極管D_R1導(dǎo)通，i_L線性上升，所以，原邊電流i_s也線性上升，v_a也隨之上升，此時間段v_a－v_b<V_D1，二極管D₁處于關(guān)斷狀態(tài)，v_b通過R₃放電，呈下降趨勢。

    階段2（t₁－t₂）    t₁時刻v_a－v_b>V_D1，二極管D₁開始導(dǎo)通，v_b隨著v_a線性上升。

    階段3（t₂－t₃）    t₂時刻v_g=0，S關(guān)斷，i_s=0，則v_a=0，二極管D₁關(guān)斷，v_b通過R₃放電，直到下一周期的到來。

    從圖3中可以看到v_b是一個波動的電壓，但是在實際電路中，由于圖1中時間常數(shù)R₃C₁取得比較大，v_b的波動很小，可以近似為一個直流電壓。

圖3    正激變換器限流保護電路理論波形

    根據(jù)假定3)，電感電流的波動較小，即v_a的斜率比較小，另外V_D1較小(是因為流過二極管的電流很小，實驗中采用1N5819實測值為200mV左右)，則v_b的值近似地等于v_aD(v_a在DT時間內(nèi)的平均值)。從圖3中可以看到V_aD與輸出電流i_o成正比，也即v_b近似與輸出電流i_o成正比，假定v_b=Ki_oK為常數(shù)。

    我們知道，當(dāng)限流保護電路工作并達到穩(wěn)定狀態(tài)時，v_b=v_c=v_ref=Ki_o，此時輸出電流i_o即為限流保護值。因此，通過改變參考電壓V_ref即可改變限流保護值。

2    限流保護點補償電路

    在輸出電壓一定，輸入電壓為寬范圍時，由于占空比隨著輸入電壓的變化而變化，應(yīng)用于不同的拓?fù)洌蘖鞅Ｗo電路的工作情況會有所不同，下面以正激和反激式變換器為例進行理論分析。

    在分析之前先作一個假定：由前面分析已經(jīng)知道v_b的值近似等于v_aD，在此令v_b=v_aD，并且在以下的波形圖中都以直流電壓出現(xiàn)。
 

2.1    正激變換器

    根據(jù)限流保護電路的工作原理及以上假定，則有

    v_b=v_aD=i_sDn₂R=    （1）

    i_o=    （2）

式中：i_sD為i_s在DT時間內(nèi)的平均值；

      n₁為變壓器原副邊匝數(shù)比；

      n₂為電流互感器原副邊匝數(shù)比；

      i_Lo為電感電流一個周期內(nèi)的平均值。

當(dāng)限流保護電路工作并達到穩(wěn)定狀態(tài)時，v_b=v_c=V_ref，i_o即為限流保護值i_omax。則

    i_omax=    （3）

    從式（3）中可以看到，n₁，n₂，R為常數(shù)，在V_ref一定的條件下，i_omax是個恒定值，并不隨輸入電壓的變化而變化。

2.2    反激變換器

    反激變換器如圖4所示，同樣有

    v_b=v_aD=i_sDn₂R=i_Lon₂R=    （4）

    i_o=    （5）

式中：i_Lo為電感電流一個周期內(nèi)的平均值（反激變換器的電感即變壓器原邊勵磁電感）；

      i_DD′為流過副邊二極管D的電流i_D在(1－D)T時間內(nèi)的平均值。

圖4    反激變換器

又有    V_out=    （6）

推出    D=    （7）

將式（7）代入式（5）得

    i_o=    （8）

    當(dāng)限流保護電路工作并達到穩(wěn)定狀態(tài)時，v_b=v_c=V_ref，i_o即為限流保護值i_omax。則

    i_omax=    （9）

    從式（9）中可以看到，n₁，n₂，R為常數(shù)，在V_out及V_ref一定的條件下，i_omax隨著V_in的增大而增大。

    比較式（1）和式（4）可以發(fā)現(xiàn)：在v_b一定時（即限流保護電路工作并達到穩(wěn)定狀態(tài)時參考電壓V_ref一定），不管是正激變換器還是反激變換器，電感電流平均值i_Lo都不隨輸入電壓的變化而變化。造成兩者區(qū)別的關(guān)鍵在于：正激變換器的輸出電流是連續(xù)的而反激變換器的輸出電流是斷續(xù)的。對于正激變換器來說i_o=i_Lo，而對于反激變換器來說i_o=n₁（1－D）i_Lo。由于在輸出電壓一定時，占空比D會隨著輸入電壓的變化而變化，因此，反激變換器的限流值將會隨著輸入電壓的變化而變化。

    圖5和圖6分別給出了假定i_o不變時，不同輸入電壓正激變換器和反激變換器限流保護電路的理論波形，圖中輸入電壓V_in2>V_in1。

圖5    不同輸入電壓正激變換器限流保護電路理論波形

圖6    不同輸入電壓反激變換器限流保護電路理論波形

    根據(jù)以上分析可知，當(dāng)參考電壓恒定時，正激變換器限流值也是恒定的，跟輸入電壓沒有關(guān)系。這里需要指出的是：以上的理論分析是基于v_b=v_aD的假定，當(dāng)輸入電壓變化時，v_b=v_aD的近似程度也會不同，所以，實際上正激變換器限流值

    也會隨著輸入電壓的變化而變化，只是波動很小，這個在之后的實驗結(jié)果中可以看到。

    反激變換器限流值隨著輸入電壓的變化而有較大變化，因此，需要采用一定的措施來進行補償，使限流值的變化在可以接受的范圍之內(nèi)。從式（9）中可知限流值隨著輸入電壓的增大而增大，也即假定限流值不變的話，v_b隨著輸入電壓的增大而減少。因此，需要對v_b作一定的補償，補償電壓應(yīng)隨著輸入電壓的增大而增大，從而來抵消v_b的變化。用輸入電壓來作為補償信號是一種可以選用的方法。輸入電壓通過一個電阻接到圖1的C點，如圖4虛線所示，此時限流保護電路工作并達到穩(wěn)定狀態(tài)時，v_c不再等于v_b，而是

    v_c=v_b＋
v_c的第一部分v_b隨著V_in的增大而減小，而第二部分隨著V_in的增大而增大，從而達到抵消的目的。R₄的取值理論上可以根據(jù)最大輸入電壓和最小輸入電壓時v_c相等來求得（R₂取值已定的情況下），再在具體實驗中進行微調(diào)，以求得到最小的限流值變化范圍。

3    實驗結(jié)果

    一個帶有本文所提出的限流保護電路的正激變換器，和一個帶有限流保護電路和補償電路的反激變換器驗證了上述的理論結(jié)果，其電路參數(shù)如表1所列。

表1    電路參數(shù)

    圖7給出的是輸入電壓12V，電路滿載工作時的限流保護電路工作波形，從圖中可以看到，它的實際電路波形跟理論波形是一致的。

    圖8及圖9分別給出了輸入電壓分別為9V，12V，15V，電路滿載工作時正激變換器和反激變換器限流保護電路v_a的波形，與圖5和圖6的理論波形也是一致的。

圖7    正激變換器限流保護電路實驗波形（V_in=12V）

圖8    不同輸入電壓時正激變換器v_a波形

圖9    不同輸入電壓時反激變換器v_a波形

    圖10則給出了正激，反激補償前和反激補償后實測限流值隨輸入電壓變化的曲線。正激變換器限流值隨著輸入電壓變化基本不變，而反激變換器限流值在補償前隨輸入電壓的變化有較大的波動。但是，在加了補償電路之后反激變換器限流值的穩(wěn)定性有了明顯的改善，證明了該補償電路的有效性。

 圖10    輸入電壓變化時限流值波動曲線

4    結(jié)語

    本文提出的限流保護電路具有簡單有效的特點，克服了電路工作電流比較大時電阻取樣消耗功率大和霍爾元件取樣體積大，成本高的缺點。

    本文分析了該限流保護電路應(yīng)用于正激和反激變換器時的工作情況，并且提出了應(yīng)用于寬范圍反激變換器時的一個簡單有效的補償電路。對于別的拓?fù)湫璨恍枰郊友a償電路，讀者可根據(jù)輸出電流是連續(xù)還是斷續(xù)自行分析。