使用矢量網絡分析儀測試 S參數通常是對被測器件施加連續(xù)波激勵來完成的，然而在某些情況下， S參數的測量必須使用脈沖激勵。例如，在測試諸如功率晶體管之類的非熱耦合被測器件的 S參數時，連續(xù)波激勵所積累的熱量可能會損壞被測器件，而使用脈沖激勵進行測量則可以安全地對這類器件的特性進行表征。通過正確選擇脈沖激勵的占空比，可以保證測量的平均功率保持在較低的水平，避免產生過熱現象。另一個需要進行脈沖 S參數測量的例子是對通常工作在脈沖或猝發(fā)信號狀態(tài)下——例如雷達系統和許多數字調制通信系統中的器件進行測量。今天，脈沖 S參數的測量已經可以使用自身就能夠產生脈沖激勵并對脈沖正弦信號進行精確測量的矢量網絡分析儀來完成。
脈沖信號的頻譜可以借助一些數學分析工具表示出來。方程 1描述了時域中的脈沖信號。脈沖信號的產生過程可以直觀地表示為：首先為將要生成的脈沖寬度為 PW脈沖信號建立一個矩形窗口信號[rect(t)];
y(t) = (rect pw (t)×x(t))×shah 1(t) (1)
圖1
接著再產生一個 shah函數，這個函數由彼此間隔為 1/PRF的周期性沖擊串組成，其中 PRF是需要產生的脈沖信號的重復頻率， Shah函數也可以被視為間隔等于脈沖信號周期的許多個沖擊。最后，把窗口信號與 shah函數進行卷積之后就可以產生一個在時間關系上與所需脈沖信號相一致的周期性脈沖串。
方程 2表示的是時域脈沖信號的傅立葉變換。它表示脈沖信號的頻域譜是一個取樣點(信號)出現的頻率等于脈沖重復頻率(PRF)取樣的 Sinc函數，。
Y (s) = ( pw·sinc( pw·s)·X (s))·( prf·shah( prf·s))
Y (s) = ( pw ·sinc( pw ·s))·( prf·shah( prf·s))
Y (s) = DutyCycle·sinc( pw·s)·shah( prf·s) (2)
圖 1a顯示的是 PRF等于 1.69 kHz、脈沖寬度為 7 ?s的脈沖信號的頻譜。圖 1b放大顯示了同一脈沖頻譜在基波頻率——被脈沖化處理的信號頻率上的部分(圖 1a的中心部分)。注意，該頻譜包含諾干與基頻相距 nPRF的分量。基頻中包含了測量所需要的信息;彼此間隔為 PRF的各個分量是在對基頻進行脈沖化處理的過程中產生的，值得注意的是，靠近基音的頻譜分量的幅度相對較大一些。
圖1a
圖1b
這些圖形顯示了 PRF為 1.69 kHz、脈沖寬度為 7 ?s(a)的信號的脈沖頻譜，以及同一脈沖頻譜放大到基頻(圖中心)(b)的圖像。
Agilent PNA-X系列矢量網絡分析儀自身即可提供脈沖激勵并對脈沖響應進行精確測試。這個高度集成的 S參數測量系統(圖 2a)內部包含了復雜的信號產生和分配部件(圖 2b)，使其既可以進行連續(xù)波的激勵響應測試也可以進行脈沖信號的激勵響應測試。內部信號源可對內部測試信號發(fā)生器進行調制，生成 10 MHz到26.5 GHz的脈沖激勵。這種矢量網絡分析儀內部信號源可產生最小脈沖寬度僅為 33 ns(典型值甚至更窄)的脈沖信號。
脈沖測量的定時信號是由 PNA-X內部的一個脈沖發(fā)生器產生的，這個脈沖發(fā)生器有四個主輸出信道，每個信道都有獨立的脈沖延遲和寬度控制。這些輸出通道可以經過 PNA-X內部的路徑直接驅動 PNA-X內部的調制器、數據采集電路，也可以從 PNA-X的后面板輸出到 PNA-X的外部以驅動其它的外圍測試設備。脈沖發(fā)生器的定時基于一個 60 MHz的時鐘信號，產生分辨率為 16.7 ns定時信號。由于這些脈沖發(fā)生器是獨立于
各個測量通道的，所以每個測量通道都可以獨立地對脈沖發(fā)生器進行設置，這樣就可以同時對各種不同的測試項目進行測量和顯示，例如可以在一個顯示屏幕上同時顯示脈沖包絡、脈沖內定點和增益壓縮等的測量結果。無論是進行連續(xù)波測量還是進行脈沖信號測量，PNA-X的接收機都是專為獲得最佳靈敏度而設計的。
圖 2a
圖 2b
Agilent PNA-X矢量網絡分析儀(VNA)可在內部復雜信號路由(b)的幫助下，使用寬帶和窄帶測量模式(b)進行脈沖 S參數測量。
PNA-X微波矢量網絡分析儀可在寬帶和窄帶兩種模式下進行脈沖測量，這兩種模式各有其先進和有所折衷之處。Agilent PNA-X這一系列的現代化矢量網絡分析儀都具備這兩種檢波模式，因此儀表使用人員在測試測器件特性的時候可以非常靈活地定制測量計劃。
寬帶檢波方法適用于脈沖頻譜的絕大部分都能落在矢量網絡分析儀接收機中頻帶寬之內的情況。寬帶檢波技術既可以用模擬電路技術實現也可以用數字信號處理技術實現。使用寬帶檢波技術，網絡分析儀的接收機檢波器與脈沖流保持同步，只有在脈沖出現的時候(脈沖處于“ ON”的狀態(tài))才會進行數據采集。因為這種方法用一個同步到 PRF的脈沖觸發(fā)信號來對矢量網絡分析儀進行觸發(fā)，所以通常稱這種模式為同步采集模式(圖 3)。這種模式的時間分辨率是接收機檢波帶寬(即中頻帶寬 IFBW)的函數，確定適當的時間分辨率的一個好的參考標準是用接收機中頻帶寬的倒數，即 1/IFBW作為時間分辨率的值。
圖 3
對于 VNA中的寬帶檢波，檢波器會與被測脈沖流進行同步，只在脈沖處于“通”狀態(tài)時獲取數據。由于 VNA中的脈沖觸發(fā)與 PRF同步，這種測量方法通常稱為同步采集模式。
寬帶測試模式的優(yōu)點是在測試占空比較大的脈沖信號(具有相對穩(wěn)定的信噪比與占空比的關系)時動態(tài)范圍幾乎沒有損失。缺點是能夠測量的最小脈沖寬度受到了限制。當信號的脈沖寬度變得越來越窄時，信號頻譜能量會分布在一個更寬的帶寬內。當有足夠多的脈沖能量落在了接收機的中頻帶寬以外時，接收機就不能夠對脈沖進行適當的檢測。從時域的觀點來看，當脈沖的寬度小于接收機的上升時間時，接收機便不能對該脈沖進行檢測。要測量更窄的脈沖，(如果繼續(xù)使用寬帶模式進行測試)就必須使用更寬的檢波帶寬。隨著接收機帶寬的增加，就會有更多的噪聲進入接收機，因此降低了測量的動態(tài)范圍。
PNA-X微波矢量網絡分析儀寬帶測試模式的檢波(即 IFBW)帶寬可達 5 MHz，時間分辨率大約為 250 ns(可精確測量的最小脈沖寬度)。在寬帶模式下配置 PNA-X非常簡單。脈沖發(fā)生器不僅可以配置為觸發(fā)內部信號源調制器，而且還可以配置為從內部對測量進行觸發(fā)，因此數據采集與輸入的射頻脈沖(無需外部觸發(fā)電纜)是同步的。在這種情況下，可以把 PNA-X配置成在一個顯示界面上同時對脈沖內的定點( Point-in?Pulse)、脈沖包絡(Pulse Profile)和脈沖到脈沖之間的關系(Pulse-to-Pulse)進行測量的工作方式。
在窄帶檢波模式下，脈沖寬度通常遠遠小于對一個離散數據點進行數字化處理和數據采集所需要的最短時間(圖 4)。使用窄帶測試技術，脈沖頻譜中除了代表 RF載波頻率的中心頻率成分之外，所有其它的頻譜分量都被濾波處理掉了。濾波之后，脈沖射頻信號變成了正弦(即連續(xù)波)信號。當矢量網絡分析儀工作在窄帶脈沖測量模式的時候，各個數據采樣點不與輸入脈沖同步，因此不需要同步測量觸發(fā)信號，所以窄帶檢波技術也稱為異步采集模式。一般情況下，在窄帶測試模式應用中，因為被測脈沖信號的 PRF比接收機的中頻帶寬更高，所以這種方法又稱“高 PRF”模式。
圖 4
在窄帶檢波模式中，脈沖寬度通常比對一個離散數據進行數字化處理和數據采集所需的最小時間還小很多。
安捷倫在 PNA-X上開發(fā)出了一種更出色窄帶測試技術，這種新的窄帶測試技術可以使測試接收機的 IFBW比過去窄帶測試模式中常用 IFBW更寬。這個獨一無二的方法被稱為“零點頻譜技術”(圖 5)。這個非常高效率的檢波模式方法會根據脈沖信號的 PRF產成一個“匹配的”數字濾波器。這項技術允許用戶能夠用在動態(tài)范圍上的一點損失來換取更快的測試速度，與傳統濾波處理方法進行的脈沖測量相比，這種技術總是可以達到更快的測試速度。
圖 5
在 PNA-X VNA中在較寬 IF帶寬上部分實現窄帶檢波需要使用基于被測脈沖信號 PRF的匹配數字濾波器。
一般來說，由于窄帶測試方式把除了中心頻譜之外的所有其它脈沖頻譜分量都濾波處理掉了，它在所能測試的最窄脈沖寬度方面受到的限制明顯地小得多。缺點是測量的動態(tài)范圍受占空比的影響。當占空比較小時(脈沖之間的間隔時間較長)，脈沖平均功率的下降會造成信噪比( SNR)的降低，這會導致測量動態(tài)范圍
隨占空比的降低而減小。我們把這種現象稱為“脈沖的減敏感作用”。在安捷倫上一代具有脈沖測試能力的矢量網絡分析儀(PNA系列產品)中，測試動態(tài)范圍受到占空比下降而降低的量可以用 20log(占空比)關系式計算出來。而 PNA-X則通過采用全新的先進脈沖檢波方法，極大改善了接收機的脈沖減敏感作用。
PNA-X通過采用新的硬件和軟件技術和算法極大地改善了上述限制，顯著地降低了關系為 20log(占空比)的脈沖減敏感作用。兩大改進主要在于采用了增強型硬件選通和軟件選通。為了提高 PNA-X的時間分辨率，在 PNA-X的 IF路徑上增加了一個選通開關(圖 6)。選通開關的定時信號來自于 PNA-X內部脈沖發(fā)生器的幾個輸出通道中的一個(圖 2b)，這個輸出通道設置了脈沖周期、脈沖寬度和延遲。選通開關的選通寬度給脈沖中定點測量和脈沖包絡測量提供時間分辨率。
圖 6
PNA-X通過多種新技術(包括在 IF路徑中使用選通開關提高時間分辨率)將脈沖靈敏度降低程度減少到最小。
因為整個 IF路徑的噪聲系數經常是由接收機上游的前幾級決定的，所以可以在來自接收機上游的信號(和噪聲)到達 IF選通之前先給它們提供盡可能多的增益來改善信噪比(信號大小的選擇要恰當，要使選通開關不會工作在壓縮區(qū)域，這樣峰值脈沖包絡的能量可以相對不受影響地通過選通開關)，然后使用選通開關進行時間鑒別(時間分辨率)。由于占空比的變化是和選通開關的重復頻率和選通寬度相關連的(因為選通開關的定時信號就是來自于脈沖發(fā)生器中確定脈沖周期、脈沖寬度和脈沖延遲的一個輸出通道，如圖 2b所示)，當噪聲功率(以 dB為單位)按照 10log(占空比)的關系降低時，脈沖頻譜中心頻率分量的功率(以 dB為單位)會按照 20log(占空比)的關系降低(圖 6)?？傮w結果就是測量動態(tài)范圍以接近于 10log(占空比)的關系降低，而不像 PNA-X的上一代矢量網絡分析儀那樣以 20log(占空比)的關系降低。
圖 6中的晶體濾波器是用來在脈沖到達下游放大器和數字化處理器之前去除不需要的脈沖頻譜和附加的噪聲。需要注意的是，去除這些脈沖頻譜分量會降低峰值包絡響應，因此可以防止下游部件產生壓縮并減少系統噪聲。在以前的硬件選通實現方法中，選通開關之后電路部件的噪聲系數與選通開關之前電路部件的噪聲系數相比沒有好多少，因此選通之后，并不會造成數字化噪聲功率的下降。這樣的處理方式實際上不會對噪聲功率進行選通(噪聲功率不會隨選通改變)，因此會使測量動態(tài)范圍以 20log(占空比)的關系改變。
在 ADC之后，使用頻譜歸零匹配濾波器對數字化數據進行濾波，濾掉除所需射頻載波之外的全部殘留脈沖頻譜。
窄帶檢波模式是一種異步脈沖測量方式，數字化處理器連續(xù)地對信號進行測量信號而分析儀處理全部數字化信息。這意味著即使斷開選通開關，仍舊可以采樣和處理數據(圖 7)。在 IF選通開關斷開狀態(tài)下，任何隔離度和噪聲的殘留量都是不受歡迎的，因為只有在選通開關接通時所見到的信號才真正我們所關心的。在理想條件下，完美的選通開關在斷開狀態(tài)下應不會有任何信號或噪聲，以避免把過多噪聲轉換成數字信號，否則將會增加測量噪聲并降低測量結果的精度。
圖 7
因為數字化處理器總是在窄帶檢波模型中進行采樣，因此可以捕獲來自斷開狀態(tài)的選通開關的信號和噪聲。
去除選通開關處于斷開狀態(tài)時存在的這些不受歡迎的殘余量的方法之一是使用軟件選通(圖 8)。將脈沖發(fā)生器與矢量網絡分析儀集成在一起的好處是可以精確地知道脈沖發(fā)生器的定時信息，因此選通開關接通和斷開的定時信息也可以精確地知道。一旦數據已經被數字化，那么可以在對應選通開關接通和斷開時的數字數據上有效地放置時間戳。這樣就可以知道哪部分數字數據對應選通開關的接通狀態(tài)，哪部分數字數據對應選通開關的斷開狀態(tài)。由于只有選通開關斷開狀態(tài)下的殘余噪聲會降低測量精度，所以可將該數字數據特意地設置為零，使其成為既無噪聲又無信號的理想成分。這樣，由于 SNR的噪聲分量已經顯著減少了，測量靈敏度就大大地得到了提高。
圖 8
可使用軟件選通移除選通開關斷開狀態(tài)下不需要的信號和噪聲剩余。
增強型硬件和軟件選通方法的實現和以前矢量網絡分析儀的窄帶檢波技術相比測試靈敏度顯著地得到了提高。圖 9顯示的是使用不同脈沖檢波技術所帶來的動態(tài)范圍的改善。這是一個難度極高的測量實例，占空比非常低(0.001%)且脈沖寬度十分窄。PNA-X的硬件改進和軟件改進實現了完美的優(yōu)點互補，因為硬件選通可以減少在接收機選通之前接收機上游鏈路中噪聲過多的電路上的噪聲，而軟件選通算法則可以消除選通開關斷開狀態(tài)下的噪聲，從而進一步降低噪聲。這些技術的進步導致了脈沖測試靈敏度的極大提高，從而也大大地改善了測試結果的精度。
圖 9
在此例中，對于低(0.001%)占空比脈沖信號，不同的脈沖檢波技術具有不同水平的動態(tài)范圍性能。
硬件的集成和測量算法的改進極大地提高了使用現代化矢量網絡分析儀—Agilent PNA-X系列進行脈沖S參數測量的靈敏度和精度。寬帶和窄帶檢波模式為精確測量被測件的脈沖S參數提供了靈活的測量方案。與以前的窄帶檢波技術相比，這些先進特性可以極大增加動態(tài)范圍。PNA-X系列網絡分析儀需配置選件 021、 022、025和H08，以執(zhí)行脈沖S參數測量。
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