運(yùn)算放大器測(cè)試基礎(chǔ)解析
靜態(tài)電流
靜態(tài)電流是指器件輸出電流等于零時(shí)其所消耗的電流。盡管 IQ 測(cè)試看起來相當(dāng)簡單，但也必須注意確保良好的結(jié)果，尤其是在處理極高或極低 IQ 部件時(shí)。圖 1 是可用來測(cè)試 IQ 及其它參數(shù)的三種實(shí)用電路，其必須考慮若干負(fù)載電流情況。這包括測(cè)試環(huán)路中的反饋電流。實(shí)際上，反饋電阻器 Rf 也能給器件帶來負(fù)載，影響 IQ 測(cè)量。
圖 1.這三款電路可用來測(cè)量靜態(tài)電流 (IQ) 。
我們以測(cè)試 OPA369 運(yùn)算放大器為例來說明這些電路。該部件的最大靜態(tài)電流是每通道 1μA。最大輸入失調(diào)電壓為 750μV。圖 1 中的雙運(yùn)算放大器環(huán)路電路可為被測(cè)試器件的輸出提供 750.75mV 的電壓。這種輸入電壓可使 Rf 通過 15μA 的電流。該電流來自電源，會(huì)給任何測(cè)量增加誤差。因此在進(jìn)行 IQ 測(cè)量之前，必須采取措施確保輸出電流真的等于零。
自測(cè)試電路不是測(cè)量極低靜態(tài)電流的最高效電路，因?yàn)檩敵霰仨毺峁┓答侂娏?。在該?shí)施過程中，輸出必須根據(jù)增益后的電壓失調(diào) VOS 調(diào)整（并非易事），或者需要斷開以上原理圖中的 50Ω 電阻器，以消除反饋電流。雙放大器環(huán)路可通過增加另一個(gè)放大器來達(dá)到零輸出要求。精心選擇低輸入偏置電流環(huán)路放大器，可使輸出電流產(chǎn)生的誤差非常小。
此外，三運(yùn)算放大器環(huán)路也可幫您測(cè)量 IQ，但要注意被測(cè)量器件輸出端的 1MΩ 電阻器，這將成為一個(gè)問題，因?yàn)闊o論測(cè)量哪種參數(shù)，它總是一個(gè)寄生負(fù)載。如果測(cè)量輸出負(fù)載電流，該電阻器就代表一個(gè)附加負(fù)載。此外，還必須考慮該電阻器的噪聲問題，在 0.1Hz 至 10kHz 的頻率下 1MΩ 電阻器的噪聲為 85μVp-p。使用 100kΩ 電阻器可將噪聲降低至 27μVp-p。因此，降低電阻器值可降低噪聲，但被測(cè)量器件輸出端的寄生電阻器負(fù)載隨后會(huì)更明顯。
電壓失調(diào)
VOS 測(cè)試是測(cè)量運(yùn)算放大器大多數(shù)其它 DC 技術(shù)參數(shù)的基礎(chǔ)。因此要格外注意測(cè)試電路，以確保在測(cè)試其它參數(shù)時(shí)電路也能良好工作。如果沒有選擇好該測(cè)試配置，會(huì)影響到其它 DC 測(cè)量。
VOS 的定義方式有多種，常見方式包括：“無輸入信號(hào)或無電源電阻時(shí)提供零輸出電壓所需的差分 DC 輸入電壓”（參考資料 2），或者“在任一輸入端至接地的路徑中無其它輸入信號(hào)及電阻為零時(shí)提供零輸出電壓所需的差分 DC 輸入電壓”（參考資料 3）。另一種定義方式為“在輸入偏置電流為零時(shí)在運(yùn)算放大器輸出端提供零電壓所需的差分 DC 輸入電壓”，這是測(cè)量輸入失調(diào)電壓的理想理論方法，并不具有實(shí)踐意義，因?yàn)榱爿斎肫秒娏鞯倪\(yùn)算放大器并不存在。
根據(jù)以上定義，您既可將低輸出、高精度、高分辨率的可變電壓電源連接至運(yùn)算放大器的輸入端，也可調(diào)節(jié)輸入電壓，直到輸出電壓為零。那么輸入失調(diào)電壓就只是所應(yīng)用輸入電壓的反選。
這種方法存在兩個(gè)嚴(yán)重問題。在測(cè)試具有極高開環(huán)增益的運(yùn)算放大器時(shí)，必須確保電壓電源的分辨率小于 1 微伏才能保證獲得任意程度的可重復(fù)性。此外，還必須使用迭代接近法使輸出電壓為零。系統(tǒng)中的噪聲會(huì)耦合到電壓電源和運(yùn)算放大器中，使高速自動(dòng)化測(cè)試環(huán)境下的測(cè)量和控制幾乎無法實(shí)現(xiàn)。
圖2.使用該電路測(cè)量電壓失調(diào) VOS。
由于理想方法的這些問題，因此在工作臺(tái)測(cè)試環(huán)境下所選擇的常用方法是將被測(cè)試器件放在反相增益配置中，如圖 2 所示。這種方法的優(yōu)勢(shì)在于不僅被測(cè)試器件很穩(wěn)定，而且通常不需要額外的補(bǔ)償。
此外，測(cè)試電路可能還需要在非反相輸入與接地之間提供一個(gè) 50Ω 電阻器，以抵消輸入偏置電流。不過，對(duì)于輸入偏置電流極低的運(yùn)算放大器而言，該電阻器的唯一真正“貢獻(xiàn)”就是增加噪聲。對(duì)于 100pA 的器件來說，沒有該電阻器時(shí)附加誤差只有 0.005μV。這種抵消作用只有在偏置電流的方向和量級(jí)都相等時(shí)才起作用。
圖 2 中的電路是圖 1 中自測(cè)試求和點(diǎn)方法的簡略，但沒有電阻器 R1 和 R2。該電路對(duì)大多數(shù)運(yùn)算放大器來說具備固有的穩(wěn)定性，其通常可壓倒任何潛在的不足，使之成為首選測(cè)試電路。
如果使用圖 2 中的測(cè)試電路進(jìn)行其它測(cè)試，其缺點(diǎn)就會(huì)顯現(xiàn)。例如，圖 2 中的電路會(huì)對(duì)測(cè)量 IQ 和 AOL 等其它參數(shù)產(chǎn)生影響。
這種未驅(qū)動(dòng)的電路會(huì)導(dǎo)致 VOS 誤差，誤差值等于（VOS* 閉環(huán)增益）* AOL（單位是V/V）。該誤差可能無關(guān)緊要，也可通過應(yīng)用適當(dāng)?shù)?VIN 使 VOUT 為 0.0V 來降低。
可使用以下計(jì)算公式 1 調(diào)整所需輸出的輸出端誤差補(bǔ)償公式。
（公式 1）
其中 ASJ 是求和點(diǎn)增益，ACL 是閉環(huán)增益。
通?？稍跍y(cè)試環(huán)路中使用一個(gè)附加放大器，如圖 1 雙放大器環(huán)路所示。這種配置最接近 VOS 定義的要求。被測(cè)試器件的輸出保持在環(huán)路放大器至接地的 VOS 之內(nèi)。如果環(huán)路放大器支持 VOS 調(diào)節(jié)，或者您可通過控制非反相輸入來消除失調(diào)，就可以不管環(huán)路放大器的失調(diào)。通過這種方法，您就可使被測(cè)試器件的輸出為零。在 VOUT 端測(cè)得的電壓為 1001*VOS。除非有負(fù)載連接至被測(cè)試器件的輸出端，否則該輸出必須只提供環(huán)路放大器輸入偏置電流。在測(cè)量靜態(tài)電流時(shí)，這對(duì)于低 IQ 部件而言是個(gè)重要的注意事項(xiàng)。在前面的兩款電路中，被測(cè)試器件必須將反饋電流提供給 Rf。
通過將環(huán)路放大器的非反相輸入連接至可編程電壓電源，便可測(cè)量運(yùn)算放大器的其它性能參數(shù)，例如 AOL、輸出擺幅和 CMRR。由于環(huán)路控制電壓是變化的，因此被測(cè)試器件的輸出會(huì)嘗試與控制電壓匹配。
注意，雙放大器環(huán)路有以下缺點(diǎn)：
·比自測(cè)試電路更復(fù)雜；
·需要環(huán)路補(bǔ)償，因?yàn)殡娐繁旧聿⒉环€(wěn)定；
·只能在環(huán)路放大器的共模范圍內(nèi)控制被測(cè)試器件的輸出。
如果環(huán)路未得到適當(dāng)補(bǔ)償，電路就會(huì)振蕩。您可通過與 Rf 并聯(lián)一個(gè)適當(dāng)?shù)碾娙萜鱽矸€(wěn)定環(huán)路。為環(huán)路放大器布置適當(dāng)?shù)?RC 組合也能穩(wěn)定環(huán)路。我們將在以后的文章中探討該環(huán)路補(bǔ)償問題。
雙放大器環(huán)路測(cè)試法的一種變化形式為三放大器環(huán)路，其可通過電流引導(dǎo)實(shí)現(xiàn)對(duì)被測(cè)試器件輸出電壓的控制。該環(huán)路的補(bǔ)償可通過第二個(gè)環(huán)路放大器的 RC 組合進(jìn)行設(shè)置。與在雙運(yùn)算放大器電路中一樣，被測(cè)試器件的電壓失調(diào)也是在 VOUT 端測(cè)量，而且 VOUT 是電壓失調(diào)的 1001 倍。該電路拓?fù)淇山鉀Q前一種電路的被測(cè)試器件輸出擺幅限制問題。如果需要更大的輸出擺幅，可以減小與環(huán)路控制電壓串聯(lián)的電阻器。
注意，三放大器環(huán)路存在如下缺點(diǎn)：
·比其它電路更復(fù)雜；
·需要環(huán)路補(bǔ)償，因?yàn)殡娐繁旧聿环€(wěn)定；
·被測(cè)試器件的輸出總是具有 1MΩ 的最小負(fù)載。
電源抑制比
PSRR 是電源電壓變化絕對(duì)值與運(yùn)算放大器輸入失調(diào)電壓變化的比值。簡單來說，就是運(yùn)算放大器在特定范圍內(nèi)抑制電源電壓變化的能力。由于需要失調(diào)電壓來完成該測(cè)量，因此您可使用現(xiàn)有技術(shù)來測(cè)量 VOS。圖 1 中的三種測(cè)試環(huán)路都可用來完成 PSRR 測(cè)量。方法是將電源 +VS 和 -VS 設(shè)置為被測(cè)試器件的最低電源電壓，并測(cè)量 1001*VOS。接下來，將電源電壓設(shè)置為被測(cè)試器件的最大電壓，然后再次測(cè)量 1001*VOS。公式 2 和公式 3 是 PSRR 的計(jì)算方法。
公式 2
公式 3
在使用這種方法時(shí)，有些運(yùn)算放大器需要考慮其它因素。這些運(yùn)算放大器有足夠低的工作電壓，電源的中間點(diǎn)（零共模電壓）可超過低電源配置運(yùn)算放大器所允許的最大共模電壓。有些軌至軌輸入器件有多個(gè)輸入級(jí)，可在這種條件下平穩(wěn)工作，但它們會(huì)轉(zhuǎn)換至不同的輸入級(jí)，導(dǎo)致 PSRR 計(jì)算誤差。在這兩種放大器中，固定共模電壓可防止共模飽和或輸入級(jí)轉(zhuǎn)換。為 PSRR 測(cè)試的這兩種測(cè)量方法保持恒定共模電壓，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)可在 PSRR 計(jì)算過程中抵消的錯(cuò)誤。這些器件所需的實(shí)際共模電壓將根據(jù)放大器輸入級(jí)的拓?fù)渥兓兓?/p>
共模抑制比
CMRR 是差分電壓增益與共模電壓增益之比，也就是運(yùn)算放大器在特定范圍內(nèi)抑制共模電壓的能力。由于需求失調(diào)電壓來完成該測(cè)量，因此您可使用現(xiàn)有 VOS 測(cè)量技術(shù)來測(cè)量 CMRR。
圖 3. 該雙放大器環(huán)路可幫助您測(cè)量運(yùn)算放大器的 CMRR
在該測(cè)試過程中，需要改變輸入共模電壓并測(cè)量運(yùn)算放大器 VOS 的變化。最顯而易見的方法是向被測(cè)試器件的非反相輸入端應(yīng)用共模電壓。該方法需要測(cè)量系統(tǒng)以所應(yīng)用的共模電壓為參考。圖 3 是雙放大器環(huán)路的測(cè)試設(shè)置。
如果您希望完成相關(guān)接地的所有測(cè)量，應(yīng)將非反相輸入連接至接地，并以跟蹤方式正向或負(fù)向移動(dòng)電源，以向放大器應(yīng)用有效共模電壓。必須使輸出處于電源的中間點(diǎn)，才能消除影響 CMRR 測(cè)量的 AOL 誤差。公式 4 和公式 5 是 CMRR 的計(jì)算方法。
公式4
公式 5
DC 開環(huán)增益
AOL 是輸出電壓與差分輸入電壓之比。該測(cè)量需要測(cè)量多個(gè)點(diǎn)的輸入失調(diào)電壓并計(jì)算 AOL。
測(cè)量 AOL 時(shí)需要了解一下被測(cè)量運(yùn)算放大器的輸出行為。理想情況下，運(yùn)算放大器可能一直擺動(dòng)至兩個(gè)電源軌。實(shí)際并非如此。AOL 在給定負(fù)載下與電軌有一定的距離。
假設(shè)輸出可從 VOUT（正）擺動(dòng)至 VOUT（負(fù)）。如果使輸出達(dá)到 VOUT（正），被測(cè)試器件輸入端的電壓就將為 VOS + VIN（正）。需要額外的電壓 VIN（正）將輸出驅(qū)動(dòng)到 VOUT（正）。相反，如果使輸出達(dá)到 VOUT（負(fù)），被測(cè)試器件輸入端的電壓就將變?yōu)?VOS + VIN（負(fù)）。您需要測(cè)量輸入端的這種變化，以實(shí)現(xiàn)所需的滿量程輸出。
使用圖 1 測(cè)量 AOL 的方法是：
1.將適當(dāng)負(fù)載連接至被測(cè)試器件；
2.根據(jù)正向擺幅的產(chǎn)品說明書規(guī)范，利用 VIN 強(qiáng)制設(shè)置 VOUT（正）；
3.測(cè)量 V(1)，即 1001*（VOS + VIN（正））
4.然后根據(jù)負(fù)向擺幅的產(chǎn)品說明書規(guī)范，利用 VIN 強(qiáng)制設(shè)置 VOUT（負(fù)）；
5.測(cè)量 V(2)，即 1001 *（VOS + VIN（負(fù)））
6.計(jì)算：
7.用測(cè)量值替代 VIN（正）和 VIN（負(fù)）。
8.請(qǐng)注意，公式中沒有了 VOS。
前文介紹了一些基本運(yùn)算放大器測(cè)試，例如失調(diào)電壓 (VOS)、共模抑制比 (CMRR)、電源抑制比 (PSSR) 和放大器開環(huán)增益 (Aol)。下面將探討輸入偏置電流的兩種測(cè)試方法。選擇哪種方法要取決于偏置電流的量級(jí)。我們將介紹器件測(cè)試過程中需要考慮的各種誤差源。本系列的下篇文章將介紹一款可配置測(cè)試電路，其可幫助您完成本文所介紹的所有測(cè)量。
產(chǎn)品說明書通常為運(yùn)算放大器的非反相輸入與反相輸入（iB+ 和 iB-）分別提供了一個(gè)偏置電流列表。這兩個(gè)輸入的區(qū)別就是輸入失調(diào)電流 IOS。在工作臺(tái)上，您可能會(huì)忍不住使用圖 4a 中的電路來測(cè)試正輸入偏置電流，因?yàn)樵撆渲孟碌姆糯笃骱芊€(wěn)定，這種方式有效。
圖4.使用圖 (a) 中的電路測(cè)量運(yùn)算放大器非反相輸入端的輸入偏置電流。在圖 (b) 中增加一個(gè)環(huán)路放大器，可在針對(duì)反相輸入端進(jìn)行測(cè)量時(shí)保持運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性。圖 (c) 中的電路可測(cè)量任何輸入端的偏置電流。繼電器可決定電路配置。
可惜，在測(cè)量負(fù)輸入偏置電流時(shí)，沒有保持放大器穩(wěn)定性的簡單方法。然而，可增加一個(gè)環(huán)路放大器保持被測(cè)試器件的穩(wěn)定性，這樣可使用靜電計(jì)測(cè)量偏置電流，如圖 4b 中的電路所示。這個(gè)電路就是在第 1 部分中我們用來測(cè)試 VOS 的雙放大器測(cè)試環(huán)路，但有一個(gè)不同的連接。
我們將兩個(gè)放大器的輸入顛倒過來，以保持被測(cè)試器件的穩(wěn)定性。雖然這種方法對(duì)工作臺(tái)測(cè)試很管用，但靜電計(jì)的速度太慢，不適合用于高速生產(chǎn)測(cè)試。我們?cè)谏a(chǎn)測(cè)試中使用的方法是 VOS 測(cè)試的修改方案。為了測(cè)試輸入偏置電流 (IB)，我們?yōu)殡娐诽砑恿死^電器和電阻器（或電容器）。請(qǐng)見圖 4c 中的電阻器 RB。
為了討論起見，我們使用雙運(yùn)算放大器測(cè)試環(huán)路來描述該測(cè)試。不過，本技術(shù)同樣也適合第 1 部分中介紹的兩種測(cè)試環(huán)路。我們?yōu)閳D 4c 中被測(cè)試器件的每個(gè)輸入都添加了一個(gè)繼電器和電阻器。
在繼電器 K2 和 K3 閉合時(shí)，我們可使用第 1 部分介紹的 VOS 測(cè)量技術(shù)測(cè)量和保存 VOUT 值。公式 6 根據(jù) RIN、RF 和 VOS 定義了 VOUT。
公式 6
對(duì)公式 6 進(jìn)行變換后，可得到用于計(jì)算 VOS 的公式7。
公式7
接下來，我們打開 K2，進(jìn)行另一項(xiàng)測(cè)量，得到 VOUT(IB-)。測(cè)得的電壓由被測(cè)試器件的失調(diào)電壓以及流過電阻器 RB 的輸入偏置電流引起，可表示為公式 8。
公式 8
我們現(xiàn)在可求解 iB-，等式兩邊同時(shí)除以 (RIN+RF)/RIN，得到公式 9。
公式 9
公式10
然后，在公式 9 兩邊同時(shí)減去被測(cè)試器件的失調(diào)電壓，得到公式 10。
最后，在公式 10 兩邊同時(shí)除以 RB，計(jì)算 IB- 的值。
公式 11
圖5.在測(cè)量小于幾百微微安的偏置電流時(shí)，應(yīng)在電路中使用電容器，并使用萬用表測(cè)量一系列樣片。
可使用類似的方法測(cè)量 IB+。測(cè)量 IB- 時(shí)，關(guān)閉 K3，打開 K2。測(cè)量 IB+ 時(shí)，關(guān)閉 K2，打開 K3。由于我們已經(jīng)測(cè)量出運(yùn)算放大器的 VOS，因此接下來就只是數(shù)學(xué)計(jì)算了。結(jié)果很容易得出，而且只需一個(gè)良好的數(shù)字萬用表 (DMM) 即可。
注意，使用電阻器產(chǎn)生電壓差來測(cè)量 IB，只對(duì)低至幾百微微安的偏置電流有效。我們可針對(duì)更低的偏置電流使用另一項(xiàng)測(cè)量技術(shù)。
對(duì)于小于幾百微微安的 IB 值，我們使用電容器來替換 RB 電阻器。一旦短路繼電器被打開，偏置電流就會(huì)使環(huán)路以 IC = C(dV/dt) * 環(huán)路增益的速度結(jié)合。您可通過在已知時(shí)間間隔內(nèi)進(jìn)行測(cè)量來計(jì)算偏置電流。這種方法可測(cè)量小于 1pA 的偏置電流。
PCB 布局對(duì)于這些真正的低 IB 電流來說非常重要。要注意減少雜散電容，因?yàn)殡s散電容可能會(huì)消耗一些 IB 電流。PCB 上被測(cè)試器件輸入引腳的泄漏也會(huì)導(dǎo)致誤差，因此應(yīng)在輸入引腳周圍創(chuàng)建保護(hù)環(huán)，并將保護(hù)環(huán)連接至接地。這將減少來自高電壓節(jié)點(diǎn)的任何泄漏。從拓?fù)浣嵌葋砜?，?yīng)該采用溫度穩(wěn)定的低泄漏電容器替換圖 4c 中的 RB 電阻器。
采用電容方法需要良好的時(shí)鐘。這是因?yàn)檩斎肫秒娏鳒y(cè)量不僅需要打開各種電容器（連接在被測(cè)試器件的輸入端）間的繼電器，而且還要測(cè)量已知間隔的電壓變化。我們可通過在精確確定的時(shí)間周期內(nèi)測(cè)得的環(huán)路輸出電壓變化來計(jì)算輸入偏置電流。
當(dāng)電容器的繼電器在 t0 位置打開，輸出便開始根據(jù)偏置電流的極性以正方向或負(fù)方向結(jié)合（圖 5）。編程的延遲可讓電路穩(wěn)定下來。然后，在 t1 位置，DMM 按已知的采樣率進(jìn)行采樣。接下來在 t2 位置，會(huì)有另一個(gè)延遲。最后，在 t3 位置，DMM 會(huì)提取更多樣片。
保持采樣測(cè)量時(shí)間不變，這樣就能知道 dt 的值。獲得第二組樣片測(cè)量的平均值，并減去第一組樣片測(cè)量平均值，便可得到 dV 值或者 dt 時(shí)間內(nèi)的電壓變化。我們可通過電容器來計(jì)算電流，如：
方程式 12
方程式 13
然后，通過以下方程式計(jì)算偏置電流：
典型的誤差源
如果不討論測(cè)量過程中會(huì)遇到的誤差源，那么對(duì) VOS 測(cè)量的討論就不完整。明顯的誤差是那些由 DMM 分辨率以及所選組件（尤其是電阻器）值（噪聲和容差）引起的誤差。更細(xì)微的誤差可分為以下三個(gè)類型：
A. 熱生成電動(dòng)勢(shì) (emf)，由繼電器接觸引起
·焊接點(diǎn)
·板間引腳連接
·自動(dòng)測(cè)試處理器的接觸點(diǎn)與插槽
B.下列因素產(chǎn)生的漏電流：
·電源
·繼電器控制和電源線跡
·PCB 材料的屬性
C. 噪聲
·環(huán)境
·測(cè)試儀
·組件
·被測(cè)試器件本身
這里討論的所有被測(cè)試器件配置中的典型誤差源均為熱生成電動(dòng)勢(shì)和漏電流。漏電流主要影響偏置電流測(cè)量，而熱生成電動(dòng)勢(shì)則可影響所有低級(jí)失調(diào)電壓測(cè)量。最大程度減少這些影響是確保系統(tǒng)功能和測(cè)量準(zhǔn)確度的必要條件。
漏電流由表面污染以及經(jīng)過組件或在 PCB 材料中的電阻式路徑導(dǎo)致。表面污染通?？赏ㄟ^徹底清潔電路板來控制，但濕度可能會(huì)改變表面漏電流。其它電阻式路徑可由材料的隔離電阻設(shè)置。在電阻式路徑連接電源線或繼電器控制型電源線時(shí)，也可能會(huì)出現(xiàn)漏電流。使用保護(hù)環(huán)以及支持高電平有效驅(qū)動(dòng)器的閉鎖繼電器，可緩解一部分這類漏電路徑影響。
熱電動(dòng)勢(shì)可在繼電器接觸、焊點(diǎn)、板間引腳連接點(diǎn)以及其它所有測(cè)試處理器接觸點(diǎn)和插槽中產(chǎn)生。例如，考慮圖 4c 中的雙放大器 VOS 測(cè)量電路。漏電流不會(huì)明顯影響該測(cè)量。但該電路無法體現(xiàn)多種熱電動(dòng)勢(shì)來源。
圖 6是熱電動(dòng)勢(shì)誤差源，標(biāo)記為 VT。在室溫下測(cè)量時(shí)，梯度漸變無異常。但在寒冷或炎熱的環(huán)境下進(jìn)行測(cè)試時(shí)，從被測(cè)試器件到電阻器和繼電器的熱梯度漸變會(huì)很明顯。
圖6.熱電動(dòng)勢(shì)誤差（顯示為 VT）可影響測(cè)量結(jié)果。
在第 1 部分中，我們?yōu)榇蠹医榻B了三種運(yùn)算放大器測(cè)試電路：自測(cè)試電路、雙運(yùn)算放大器環(huán)路以及三運(yùn)算放大器環(huán)路。這些電路有助于測(cè)試失調(diào)電壓 (VOS)、共模抑制比 (CMRR)、電源抑制比 (PSSR) 以及放大器開環(huán)增益 (Aol)。在第 2 部分中，我們集中介紹了輸入偏置電流測(cè)量?，F(xiàn)在，我們將介紹適用于自測(cè)試電路與雙運(yùn)算放大器測(cè)試電路的電路配置。這兩種電路可通過不同的繼電器配置存在于同一款電路設(shè)計(jì)中。該電路有助于您使用任何最佳方法測(cè)試給定運(yùn)算放大器。
圖 7 至圖 19 是基本組合電路。圖中說明了如何通過打開和關(guān)閉繼電器來選擇所需的測(cè)試。圖 7 是整體測(cè)試電路。在圖 8 至圖 19 中，信號(hào)路徑以紅色顯示，以便與前兩篇文章中所介紹的方法進(jìn)行比較。
圖7.該電路整合了用于測(cè)試運(yùn)算放大器的自測(cè)試電路及雙運(yùn)算放大器環(huán)路.
電壓失調(diào)測(cè)量（雙放大器環(huán)路）
在圖中所示的 K22 配置下，環(huán)路輸出可直接進(jìn)入模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 或 DMM。但如果在測(cè)量過程中需要通過濾波來降低噪聲，則可將 K22 關(guān)閉。R5 和 C7 的 RC 網(wǎng)絡(luò)可過濾噪聲。請(qǐng)根據(jù)給定測(cè)試環(huán)境選擇 R5 和 C7 的值。
被測(cè)試器件每個(gè)放大器的輸入失調(diào)電壓都可使用以下方法測(cè)量。被測(cè)試放大器的輸出由指零放大器強(qiáng)制變?yōu)?0.0V。此時(shí)，指零放大器會(huì)立即在被測(cè)試器件的輸出端將環(huán)路輸出調(diào)整為零。被測(cè)試器件的輸入節(jié)點(diǎn)電壓現(xiàn)在等于 VOS，因此環(huán)路輸出為 1000VOS。
需要時(shí)，可將負(fù)載連接至輸出端。然后，可測(cè)量被測(cè)試器件的失調(diào)。電壓失調(diào)可通過以下公式計(jì)算，其中增益由 K10 設(shè)定，可以是 100 或 1000。圖8是使用雙放大器環(huán)路進(jìn)行 VOS 測(cè)試的電路路徑。紅線是電路路徑。
圖8.該電路配置有助于使用雙放大器環(huán)路測(cè)量失調(diào)電壓 (VOS)。
電壓失調(diào)測(cè)量（自測(cè)試法）
測(cè)量方法與自測(cè)試環(huán)路相同。看看圖 9，其中環(huán)路放大器配置為單位增益緩沖器，因此它不會(huì)發(fā)生振蕩或進(jìn)入電源軌。使用自測(cè)試環(huán)路方法測(cè)量 VOS 時(shí)，應(yīng)采用這種電路配置。
圖9.這些繼電器設(shè)置可選擇采用自測(cè)試法測(cè)量 VOS?的電路。
正輸入偏置電流（環(huán)路控制，電容法）
對(duì)于環(huán)路控制與自測(cè)試環(huán)路，請(qǐng)采用該系列第 2 部分介紹的電容法。圖 10 是用來測(cè)量正輸入偏置電流 IB+ 的測(cè)試電路。記住，輸入偏置電流測(cè)試最容易引起振蕩。進(jìn)行測(cè)試時(shí)，一定要一直觀察環(huán)路輸出。
圖10.IB+測(cè)量電路配置使用一款雙放大器環(huán)路和各種電容器。
圖 11 是采用自測(cè)試電容法測(cè)量正輸入偏置電流 IB+ 的配置。
圖11.IB+測(cè)量電路配置采用自測(cè)試和電容器方法。
圖 12 中的電路有助于采用電容式方法通常環(huán)路控制來測(cè)量負(fù)輸入偏置電流 IB-。
圖 12.這種測(cè)量 IB-的電路配置使用雙放大器環(huán)路和電容器法。
圖 13 中的電路有助于使用自測(cè)試電容法測(cè)量負(fù)輸入偏置電流 IB-。
圖13.測(cè)量 IB+的電路配置使用自測(cè)試電容器法。
共模抑制比（環(huán)路控制）
要測(cè)量 CMRR，我們假設(shè)您需要為圖 14 中采用電源 VS 的部件測(cè)量 VCM1 和 VCM2 電壓之間的 CMRR。首先需要在 VCM1 上進(jìn)行測(cè)量，將正電源編程為 +VS–VCM1，將負(fù)電源編程為 –VS–VCM1。將環(huán)路控制編程為 –VCM1。然后測(cè)量環(huán)路輸出的失調(diào)電壓。該測(cè)量是 CMRRA。
然后需要在 VCM2 端進(jìn)行測(cè)量，將正電源編程為 +VS–VCM2，負(fù)電源編程為 -VS–VCM2。將環(huán)路控制編程為 –VCM2。然后測(cè)量環(huán)路輸出端的失調(diào)電壓。這是 CMRRB。
注意，總電源電壓保持不變，輸出保持在兩個(gè)電源的中間位置。CMRR 的計(jì)算方法如下：
圖 14.這款測(cè)量 CMRR 的電路配置采用雙放大器環(huán)路。
共模抑制比（自測(cè)試）
對(duì)于圖 15 中的自測(cè)試環(huán)路 CMRR 測(cè)試，可使用與圖14 中相同的測(cè)量和計(jì)算方法。
圖 15.測(cè)試 CMRR 的電路配置采用自測(cè)試法。
電源抑制比（環(huán)路控制）
測(cè)試 PSRR 時(shí)，被測(cè)試器件的電路配置與測(cè)量 VOS 時(shí)相同。然而對(duì)于 PSRR 而言，不僅會(huì)改變電源，而且還需要測(cè)量輸入失調(diào)電壓的變化。此外，PSRR 也可通過閉合繼電器 KA101、KA102 或 KA103 使用輸出負(fù)載測(cè)量，如圖 16 所示。
環(huán)路控制應(yīng)設(shè)置為 0V。第一次測(cè)量時(shí)，請(qǐng)將 V+ 強(qiáng)度和 V– 強(qiáng)度設(shè)置為最低電源電壓（VP1 和 VN1），并測(cè)量環(huán)路輸出。然后將電源設(shè)置為最大電源電壓（VP2 和 VN2），并測(cè)量環(huán)路輸出。使用以下公式計(jì)算被測(cè)試器件的 PSRR：
圖16.這款 PSRR 測(cè)試的電路配置采用雙放大器環(huán)路。
電源抑制比（自測(cè)試）
采用自測(cè)試環(huán)路進(jìn)行 PSRR 測(cè)試時(shí)，采用圖 17 中介紹的測(cè)量和計(jì)算方法。
圖17.進(jìn)行 PSRR 測(cè)試的電路配置采用自測(cè)試法。
開環(huán)增益（環(huán)路控制）
在測(cè)量開環(huán)增益時(shí)，輸出電壓在確定的 DC 范圍內(nèi)移動(dòng)，需要測(cè)量輸入端的 DC 變化。適當(dāng)?shù)呢?fù)載可使用繼電器 KA101、KA102 或 KA103 設(shè)置。隨后將環(huán)路控制電壓設(shè)置為所需的正輸出值 VOUT1，并測(cè)量輸入端電壓 VIN1 的變化。然后再將環(huán)路控制電壓設(shè)置為所需的負(fù)輸出值 VOUT2，并測(cè)量輸入端電壓 VIN2 的變化。此外，被測(cè)試器件的正負(fù)輸出電壓也可用來測(cè)試輸出擺幅。DC 開環(huán)增益的計(jì)算公式如下：
由于環(huán)路放大器可能需要將被測(cè)試器件的輸出驅(qū)動(dòng)至電源軌，例如 V+ 強(qiáng)度和 V– 強(qiáng)度，因此必須提供一款其共模輸入范圍支持處理這種電壓擺幅的放大器。這也意味著環(huán)路放大器電源要遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于被測(cè)試器件的電源。
圖 18.測(cè)試 Aol 的電路配置采用雙放大器環(huán)路。
開環(huán)增益（自測(cè)試）
您可通過相同的測(cè)量與計(jì)算方法，使用圖 19 中的電路執(zhí)行由自測(cè)試環(huán)路實(shí)現(xiàn)的 Aol 測(cè)試。
圖19.該開環(huán)電路配置使用自測(cè)試方法測(cè)試 Aol。
以上各圖中的電路均采用機(jī)械繼電器，因?yàn)樗鼈兛商峁┍裙虘B(tài)繼電器更低的導(dǎo)通電阻?？上C(jī)械繼電器不如固態(tài)繼電器可靠，而且產(chǎn)生的熱量會(huì)對(duì)靈敏測(cè)量產(chǎn)生影響。此外，很多繼電器沒有熱電動(dòng)勢(shì)規(guī)范。應(yīng)該避免使用這些產(chǎn)品，因?yàn)槟恢榔錈犭妱?dòng)勢(shì)會(huì)對(duì)測(cè)量產(chǎn)生多大影響。然而，具有良好熱特性的繼電器通常都很大。大家可獲得較小的繼電器，但它們需要貴金屬，會(huì)增加成本。我們認(rèn)為，要實(shí)現(xiàn)良好的測(cè)量可重復(fù)性與功能，成本增加是值得的。
除了選擇接觸點(diǎn)良好的繼電器外，我們還建議使用閉鎖繼電器。導(dǎo)通時(shí)，非閉鎖繼電器中的線圈會(huì)發(fā)熱。這些熱量可增大它們所生成的熱電動(dòng)勢(shì)。繼電器電源也會(huì)加重漏電問題。如果將繼電器電源連接至繼電器線圈，就會(huì)在該引腳與繼電器之間形成一個(gè)由 PCB 表面污染與隔離電阻以及繼電器外殼導(dǎo)致的潛在漏電路徑。圖 20 是如何將繼電器連接至（或斷開）電源。我們建議將繼電器與接地連接，而不是連接至電源高側(cè)。
圖20.將繼電器線圈連接至接地（右），而不是電源高側(cè)（左）。
本節(jié)我們將介紹使用推薦測(cè)試電路時(shí)所涉及的補(bǔ)償問題。如果測(cè)試電路中的環(huán)路不穩(wěn)定，那它就沒有用。在測(cè)試過程中要一直監(jiān)控被測(cè)試器件測(cè)試環(huán)路的輸出。如果環(huán)路發(fā)生振蕩，而您不知道，您可能會(huì)報(bào)告不好的結(jié)果。更糟糕的是，您可能很晚才發(fā)現(xiàn)，而此時(shí)糾正該問題已經(jīng)更難了。
自測(cè)試補(bǔ)償
以最簡單的形式看，圖 21 中的自測(cè)試電路實(shí)際上是一款增益為 1201 的閉環(huán)系統(tǒng)。如果將 R1 減小至 5kW，閉環(huán)增益就是 301。因此，它具有固有的穩(wěn)定性，即使采用未經(jīng)補(bǔ)償、不具有單位增益穩(wěn)定性的運(yùn)算放大器也是如此。不過，當(dāng)我們修改環(huán)路用于進(jìn)行 IB 測(cè)試時(shí)，該電路會(huì)變得不穩(wěn)定。因此，在配置被測(cè)試器件進(jìn)行 IB 測(cè)試時(shí)應(yīng)謹(jǐn)慎行事。您可通過在圖 1 中的電阻器 RF 周圍添加一個(gè)補(bǔ)償電容器 (CCOMP) 來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性。
圖 21.自測(cè)試環(huán)路電路，用來測(cè)試被測(cè)試放大器隨頻率變化的增益。
使用大型電阻器測(cè)試 IB 時(shí)，需要為每個(gè) Ib 電阻器布置一個(gè)小電容器，以保持環(huán)路穩(wěn)定（請(qǐng)參考之前的文章）。添加該電容器可降低電阻器噪聲，但要注意在測(cè)量之前要完全充電電容器。
雙放大器環(huán)路補(bǔ)償
有兩種方法可以補(bǔ)償雙放大器環(huán)路。圖 22 是第 1 類測(cè)試電路的拓?fù)?，它被認(rèn)為是一種保守的雙放大器環(huán)路補(bǔ)償方案。正確選擇 R1 和 CCOMP 將補(bǔ)償環(huán)路。
圖 22.環(huán)路放大器的電容器 CCOMP 可提供第 1 類補(bǔ)償。
圖 23 是第 2 類測(cè)試電路拓?fù)?。同樣，正確選擇 CCOMP 將補(bǔ)償環(huán)路。
圖 23.反饋電阻器 RF 的電容器 CCOMP 可提供第 2 類補(bǔ)償。
有幾款運(yùn)算放大器適合環(huán)路放大器，它們包括 OPA445、OPA454、OPA551 和 OPA627BP，但其它類似器件也沒問題。表 1 針對(duì)該目的使用的任何放大器列出了重要的特性參數(shù)：
表1.第 1 類及第 2 類補(bǔ)償所需的放大器特性。
被測(cè)試器件的開環(huán)增益除 VIO，可得到所有被測(cè)試器件 VIO 的測(cè)量值，但這會(huì)為被測(cè)試器件的 VOUT 精確度帶來 1:1 的影響。
如果失調(diào)電壓時(shí)間增益會(huì)導(dǎo)致環(huán)路放大器輸出進(jìn)入電軌，您可能需要一款電源大于被測(cè)試器件電源的環(huán)路放大器。這種情況下可能需要對(duì)被測(cè)試器件的最終性能進(jìn)行微調(diào)。例如，如果最初未微調(diào)的失調(diào)電壓是 20mV，那么環(huán)路放大器就需要能夠支持 20V 擺動(dòng)。這種問題在測(cè)量 IB 時(shí)也會(huì)出現(xiàn)。
指零放大器的輸入共模范圍是重要的考慮因素。將環(huán)路放大器的電源與共模范圍進(jìn)行部分結(jié)合，必須有助于實(shí)現(xiàn)被測(cè)試器件的軌至軌輸出。您可以通過偏移被測(cè)試器件的電源來實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。在環(huán)路放大器中獲得額外的共模范圍非常便捷。
一旦選擇環(huán)路放大器，您就需要獲取環(huán)路放大器和被測(cè)試器件的波特圖。圖 24 是 OPA551 和 OPA227 的波特圖。這些波特圖都是來自產(chǎn)品說明書的典型曲線。我們將 OPA551 作為環(huán)路放大器，將 OPA227 作為被測(cè)試器件，如圖 24 中的實(shí)例所示。
(a)
圖 24. (a) OPA551 和 (b) OPA227 的波特圖顯示了增益和相位與頻率的關(guān)系。
從圖 24 中的波特圖可以看到，OPA551 的增益帶寬 (GBW) 是 3MHz，OPA227 的增益帶寬是 8MHz。OPA551 的 DC 增益大約為 125dB，OPA227 的 DC 增益大約是 160dB。
第 1 類補(bǔ)償法
有了環(huán)路放大器和被測(cè)試放大器的波特圖，您可以繪制出代表測(cè)試環(huán)路的波特圖?？墒褂脤?duì)數(shù)標(biāo)尺方格紙手工繪制波特圖來確定補(bǔ)償電容器值，這種方法固然可靠，不過使用電子數(shù)據(jù)表會(huì)使該任務(wù)得到大幅簡化。一旦設(shè)定好了電子數(shù)據(jù)表，再為任何新部件確定補(bǔ)償值都會(huì)很輕松。
第 1 類補(bǔ)償需要用到幾個(gè)公式。被測(cè)試器件使用公式 14：
在 Excel 表格中應(yīng)為：=20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 = 產(chǎn)品說明書中的 DC Aol，$A10 是頻率，$C$6 為 3db 衰減頻率。
公式 14 應(yīng)該創(chuàng)建一個(gè)與被測(cè)試器件產(chǎn)品說明書中開環(huán)增益曲線匹配的曲線。您可通過調(diào)整 3dB 點(diǎn)來確定曲線，獲得正確的帶寬。
現(xiàn)在添加反饋曲線。這只是一條處于 60dB 位置的直線，也就是 1000 增益的反饋。如果您使用增益為 100 的測(cè)試環(huán)路，就應(yīng)使用 40dB。公式 14 與 60dB 直線的交叉點(diǎn)是臨界交點(diǎn)頻率 fC。逼近率是每十倍頻程 20dB，而且添加的任何補(bǔ)償都必須保持這個(gè)逼近率。參考圖 25 查看詳細(xì)內(nèi)容。在 Excel 表格中，只需在反饋欄中填入 60 或 40。
本實(shí)例中的臨界交點(diǎn)頻率大約是 8.6kHz。該頻率 f1 應(yīng)設(shè)定為 fC 的四分之一，以獲得 2150Hz 的最佳環(huán)路響應(yīng)。如果您將 R1選擇為 10kW，可使用公式 15 來計(jì)算 CCOMP：
補(bǔ)償環(huán)路放大器的公式為：
公式16
在 Excel 表格中應(yīng)為：= -20*LOG10(1/SQRT(1+($E$6/$A10)^2))，其中 $E$6 = 1/(2πR1CCOMP)，$A10 是頻率。
在雙放大器環(huán)路中，被測(cè)試器件的輸出可作為輸入連接至環(huán)路放大器。因此，這些運(yùn)算放大器可進(jìn)行級(jí)聯(lián)。增益是兩個(gè)放大器增益的乘積。以分貝為單位時(shí)，增益乘積就是求和。由于我們以分貝為單位，因此應(yīng)將公式 14 和公式 16 相加得到兩個(gè)放大器的總和。
在Excel表格中應(yīng)為：=B10+C10
圖 25 是 CCOMP 取 2.2nF、7.7nF 和 22nF 這三個(gè)值時(shí)的頻率響應(yīng)。我們選擇這些補(bǔ)償值可獲得欠阻尼、臨界阻尼和過阻尼測(cè)試環(huán)路的實(shí)例。即使環(huán)路放大器的截止頻率不斷增加，直到接近 fC 為止，測(cè)試環(huán)路仍然很穩(wěn)定。截止頻率也可降低，而且測(cè)試環(huán)路仍然很穩(wěn)定。很大范圍的電容器值都會(huì)使環(huán)路穩(wěn)定。但要有一個(gè)對(duì)趨穩(wěn)時(shí)間的權(quán)衡。如果選擇的環(huán)路放大器截止頻率為 fC 的四分之一，我們就可獲得最佳趨穩(wěn)時(shí)間，該環(huán)路就為臨界阻尼。用 TINA-TI SPICE 仿真測(cè)試環(huán)路，可顯示 CCOMP 的效果。
圖 25：第 1 類補(bǔ)償?shù)牟ㄌ貓D顯示：控制環(huán)路在 fc=8.5kHz 時(shí)為臨界阻尼
圖 26 中的電路可仿真第 1 類環(huán)路響應(yīng)。
圖 26.使用 TINA spice 仿真的電路可提供第 1 類補(bǔ)償
我們分別針對(duì) C1=2.2nF、7.7nF 和 22nF 運(yùn)行了瞬態(tài)仿真。環(huán)路控制輸入從 0V 變成了 10V，就像測(cè)量運(yùn)算放大器 Aol 時(shí)的情況一樣。圖 27 是所得的輸出波形。三種情況環(huán)路都很穩(wěn)定，但小于 7.7nF 時(shí)有明顯的振鈴。因此，環(huán)路為欠阻尼。電容器值高于 7.7nF 時(shí)，環(huán)路為過阻尼狀態(tài)。電容器為 22nF 時(shí)，環(huán)路在 1.0ms 內(nèi)還未趨穩(wěn)。它最終還是會(huì)趨穩(wěn)，但會(huì)消耗更多的測(cè)試時(shí)間。
圖 27.第 1 類補(bǔ)償?shù)?TINA-TI SPICE 仿真結(jié)果。
第 2 類補(bǔ)償法
對(duì)于第 2 類補(bǔ)償，我們需要繪制出被測(cè)試器件和環(huán)路放大器的波特圖。公式 17 至 18 相同，但一個(gè)代表被測(cè)試器件，另一個(gè)代表環(huán)路放大器。
公式 17 用于被測(cè)試器件：
在 Excel 表格中應(yīng)為：= 20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 是被測(cè)試器件的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $C$6 則是被測(cè)試器件的 3dB 衰減頻率。
公式 18適用于補(bǔ)償環(huán)路放大器：
在 Excel 表格中應(yīng)為：=20*LOG10($B$7/(SQRT(1+($A10/$B$6)^2)))，其中 $B$7 是環(huán)路放大器的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $B$6 則是環(huán)路放大器的 3dB 衰減頻率。
接下來繪制這兩條增益曲線的總和圖。
最后，使用公式 19 繪制反饋網(wǎng)絡(luò)的曲線
在 Excel 表格中，等式為：=20*LOG10($E$7/(SQRT(1+($A10/$E$6)^2)))，其中 $E$7 是增益，$A10 是頻率，而 $E$6 則是 1/(2pRFCCOMP)。
圖 28 是所得到的曲線。
代表兩個(gè)放大器之和的曲線以每十倍頻程 20dB 的逼近率與反饋曲線相交，而且是穩(wěn)定的。選擇合適的 CCOMP 值，使反饋增益曲線下降并在 30dB 的位置穿過合并的放大器響應(yīng)（這是兩個(gè)放大器之和），這就是臨界頻率 fC。有寬泛的補(bǔ)償值都可使環(huán)路保持穩(wěn)定。圖 28 不僅給出了 10pF 補(bǔ)償電容器的曲線，其在 f1 處穿過合并曲線,而且還給出了 100pF 電容器的曲線，其在 f2 處穿過合并曲線。同樣，我們還使用 TINA-TI SPICE 顯示三個(gè)補(bǔ)償電容器值的效果。
圖 28. 第 2 類補(bǔ)償波特圖顯示了不同電容器值的環(huán)路響應(yīng)。
圖 29 是不同補(bǔ)償電容器對(duì)環(huán)路趨穩(wěn)時(shí)間的影響。選擇用于提供 30dB 交點(diǎn)頻率的電容器，可獲得臨界阻尼響應(yīng)。
圖 29.第 2 類補(bǔ)償?shù)?TINA Spice 仿真結(jié)果顯示：電容器可影響趨穩(wěn)時(shí)間。
現(xiàn)在我們可以比較兩類補(bǔ)償?shù)沫h(huán)路響應(yīng)。當(dāng)是臨界阻尼時(shí)，第 2 類補(bǔ)償可使電路在大約 27μs 內(nèi)趨穩(wěn)。這就意味著它的趨穩(wěn)時(shí)間是 17μs，因?yàn)閳D 29 中環(huán)路控制在 10μs 時(shí)被改變。第 1 類補(bǔ)償直到大約 450μs 時(shí)才穩(wěn)定。第 2 類補(bǔ)償趨穩(wěn)時(shí)間要快 26 倍。即使第 2 類補(bǔ)償是欠阻尼和過阻尼狀態(tài)，趨穩(wěn)速度也比使用第 1 類補(bǔ)償快。
最后，在使用大型電阻器測(cè)量輸入偏置電流時(shí)，大電阻與被測(cè)試器件輸入電容的相互作用，會(huì)導(dǎo)致足夠的相移使環(huán)路不穩(wěn)定。輸入偏置電流的測(cè)試電路可顯示大型電阻器的電容器。正確值通常必須通過試驗(yàn)確定。別忘了在測(cè)量之前必須完全充電電容器。在測(cè)試進(jìn)行過程中使用示波器監(jiān)控測(cè)試環(huán)路，可確保所有測(cè)量的準(zhǔn)確性和可重復(fù)性。
用來選擇 CCOMP的數(shù)學(xué)方法
您可計(jì)算理想的 CCOMP值，而不是使用波特圖或 SPICE 仿真。圖 30 是每種補(bǔ)償類型的電容器 CCOMP布置位置。
圖 30. 第 1 類補(bǔ)償在整個(gè)反饋環(huán)路上布置一個(gè)電容器。而第 2 類補(bǔ)償則只在放大器 2 上布置反饋電容器。
有了 RF、RIN、RC 和 BW1（見圖 30），我們可通過公式 20 計(jì)算第 1 類補(bǔ)償?shù)?CCOMP。
有了 RF、RIN、BW1 和 BW2（見圖 30），我們可通過公式21 計(jì)算第 2 類補(bǔ)償?shù)?CCOMP。
如果仍然有振蕩，該怎么辦？
即便進(jìn)行了適當(dāng)補(bǔ)償，兩個(gè)放大器環(huán)路仍然可能會(huì)有振蕩，特別是在測(cè)試 IB 時(shí)。這就是第 3 部分所介紹拓?fù)涞膶?shí)用性所在。這樣，在雙放大器環(huán)路出現(xiàn)問題時(shí)，您可使用自測(cè)試環(huán)路。而且，可使用兩種不同的方法測(cè)試，其可用來驗(yàn)證測(cè)試功能。在不發(fā)生振蕩并有足夠趨穩(wěn)時(shí)間的情況下，兩種環(huán)路應(yīng)該得到相同的結(jié)果。盡管可能似乎有些多余，但仍然有必要再次提醒一下：在測(cè)試過程中必須一直使用示波器監(jiān)控測(cè)試。
開發(fā)運(yùn)算放大器測(cè)試方案時(shí)，電路板布局非常重要。在我們的一種最初探測(cè)解決方案中，有一條跡線從被測(cè)試器件的輸出引入到了被測(cè)試器件輸入引腳的底部。該寄生電容創(chuàng)建了一個(gè)正向反饋回路，導(dǎo)致環(huán)路發(fā)生了振蕩。圖 31 顯示了該布局錯(cuò)誤。這個(gè)問題花了很長時(shí)間才找到。解決辦法是切斷電路板內(nèi)層上這條松動(dòng)的跡線，然后在圍繞該問題連接一根藍(lán)色跳線。因此，在審核印刷電路板 (PCB) 布局時(shí)，應(yīng)多加小心，特別是在使用自動(dòng)布線功能時(shí)。
圖 31. 由于布局有問題，必須切斷跡線，添加一根跳線。
結(jié)論
對(duì)于測(cè)試各種 DC 運(yùn)算放大器而言，這些測(cè)試方法和電路都非常有用。自測(cè)試與雙放大器環(huán)路相結(jié)合，可為解決煩人的振蕩問題帶來極大優(yōu)勢(shì)。記住，趨穩(wěn)時(shí)間非常重要，因?yàn)闇y(cè)試時(shí)間很寶貴。還得強(qiáng)調(diào)一下，在開發(fā)測(cè)試解決方案時(shí)要一直使用示波器。開發(fā)時(shí)，得將示波器連接在測(cè)試電路上，這樣可保無憂。
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