基于源級耦合結構的正交二分頻電路

　　摘 要： 設計了一種基于源級耦合結構的正交二分頻電路，由兩個完全相同的源級耦合D觸發(fā)器級聯(lián)構成，交替工作于觸發(fā)和鎖存模式。對傳統(tǒng)的源級耦合結構做了適當改進，采用動態(tài)負載，通過對PMOS管的開關控制很好地解決了電路工作速度和輸出擺幅間的矛盾；且時鐘開關PMOS和NMOS采用不同直流偏置，便于低電源電壓下直流工作點的選取。采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝進行仿真驗證。實驗結果表明，分頻器在1.92 GHz輸入時鐘頻率下能正常實現(xiàn)正交二分頻，有較寬的鎖定范圍，且在3 V電源電壓下功耗僅為1.15 mW。

　　隨著便攜式手持無線設備的不斷發(fā)展，低功耗全集成收發(fā)機在無線通信領域受到越來越多的關注。在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，多模分頻器是工作在最高頻率的模塊之一，其設計具有很大的挑戰(zhàn)性。多模分頻器最重要的兩個指標是工作速度和功耗。而無論是采用脈沖吞咽方式實現(xiàn)的多模分頻器［1］，還是串聯(lián)多個雙模預分頻器來實現(xiàn)的多模分頻器［2］，高速分頻器都是其最關鍵的模塊之一。此外，在許多預分頻器設計中，為了降低整體功耗，通常選用相位切換結構，比同步雙模預分頻器具有更高的工作速度和更低的功耗［3-4］。在這種結構中，一般采用兩個動態(tài)觸發(fā)器級聯(lián)來完成二分頻正交信號輸出，并將此作為相位切換的輸入。但由于該分頻器工作在VCO的輸出頻率，功耗較大，如采用上述動態(tài)觸發(fā)器實現(xiàn)，則要求有一個全擺幅的時鐘信號，因此需要在VCO輸出端加一個耗能的緩沖器以增加VCO的輸出擺幅［5］，這將會加劇高速分頻器的功耗問題。

　　然而與傳統(tǒng)的全功能D觸發(fā)器構成的分頻器相比，源耦合邏輯（SCL）分頻器因其輸入/輸出擺幅小、動態(tài)功耗低、轉換速度快，成為高速分頻器的首選［6］。本文在傳統(tǒng)的SCL分頻器基礎上加以改進，使用動態(tài)負載代替原來的電阻負載或有源固定負載，在電路工作速度和差分輸出擺幅之間得到了很好的折衷;并且時鐘開關管PMOS和NMOS采用不同的直流偏置，解決了低電壓下直流工作點較難設置的問題。

　　1 源級耦合（SCL）分頻器

　　1.1 基本結構及工作原理

　　SCL型分頻器通常被認為是工作速度最快的分頻器結構，它可由兩個完全相同的D觸發(fā)器或者鎖存器級聯(lián)而成，具體電路如圖1所示，其單元電路如圖2所示。

　　SCL型D觸發(fā)器的單元電路包含兩個部分［7］：將輸入信號輸送到輸出的觸發(fā)部分（MS）和存儲輸出邏輯電平的鎖存部分（ML）。其中觸發(fā)部分由差分對來實現(xiàn)；鎖存部分由一個交叉耦合對（ML）來實現(xiàn)，該結構表現(xiàn)出負阻-2/gm，并通過正反饋大大提高電路工作速度。兩個部分由一個相位互補的時鐘信號驅動，分別用來控制觸發(fā)電路和鎖存電路。其具體電路工作過程如下：在輸入時鐘的正半周，圖1中第一級D觸發(fā)器處于觸發(fā)模式，即輸出跟隨輸入變化；第二級D觸發(fā)器處于鎖存模式，保持與前一個時鐘相同的狀態(tài)，其輸出經過反相后送入第一級D觸發(fā)器。在輸入時鐘的負半周，第一級D觸發(fā)器處于鎖存模式；第二級D觸發(fā)器轉變?yōu)橛|發(fā)模式，它輸出的狀態(tài)將被鎖存到第一級D觸發(fā)器中。因此，D觸發(fā)器的輸出隨著時鐘狀態(tài)的改變而改變，且在每兩個時鐘周期輸出信號完成一個周期的變化，從而輸出的頻率剛好是輸入頻率的一半，實現(xiàn)二分頻功能。

　　圖2電路中的尾電流源是為了保證電路比較穩(wěn)定的直流偏置，減小了因輸入時鐘信號的直流電平變化對電路的影響。為了提高工作速度，可以忽略尾電流源，這樣大約能提高20%的工作速度［8］，但是同時電路對工藝和溫度的依賴性增加。此外，考慮到電阻阻值的不準確，以及版圖面積大等不利因素，所以在很多設計中用有源負載代替電阻負載，但這樣增大了寄生電容，進而限制了最高工作頻率。

　　1.2 SCL電路動態(tài)特性

　　SCL型二分頻器的動態(tài)特性如圖3所示，其中fo是沒有外加激勵時電路的自激振蕩頻率，Vclk_min是電路停止自振蕩所需外加的最小時鐘信號的幅度。根據(jù)電路工作頻率和外加的時鐘激勵幅度的變化，電路工作于4種不同的狀態(tài)［9］：

　　（1）自振蕩區(qū)：如圖1所示，兩級D觸發(fā)器級聯(lián)并形成閉環(huán)環(huán)路，當環(huán)路滿足巴克豪森振蕩條件時，環(huán)路就會發(fā)生自激振蕩；但是當輸入時鐘的幅度比較大時，電路會由自振蕩轉入受迫振蕩狀態(tài)，振蕩頻率也會向正常工作頻率靠攏，實現(xiàn)二分頻。

　?。?）正常工作區(qū)：能完成二分頻功能。

　?。?）壓擺率限制區(qū)：當輸入時鐘有比較大的上升和下降時間時，會在時鐘過零點時有足夠的時間使電路發(fā)生自振蕩，從而影響輸出頻譜的純度。

　　（4）響應限制區(qū)：當輸入時鐘頻率很高時，由于寄生電容的影響，D觸發(fā)器充放電不完全，它將無法振蕩到該頻率，導致電路工作失常。

　　由圖3可以看出，輸入時鐘信號Vclk幅值越小，則電路正常工作的頻率范圍越小。因此，要達到大的工作頻率，Vclk幅值必須較大。一般VCO輸出擺幅都比較大，對于跟在VCO后面的第一級二分頻器，其輸入時鐘的幅度往往不成問題。

　　2 改進的分頻器電路設計及仿真

　　2.1 SCL二分頻電路設計

　　本文主要對SCL電路的負載進行了改進，采用Wang的動態(tài)負載結構［10］（即讓觸發(fā)器的負載隨著輸入信號的變化而變化），使電路的速度得以進一步提高；并且對開關管和負載管采用不同的直流偏置，便于直流工作點的選取，尤其是在低電源電壓的情況下。本文設計的SCL單元電路如圖4所示。

　　從圖4可以看出， PMOS管起動態(tài)電阻的作用。當該D觸發(fā)器處于觸發(fā)狀態(tài)時，PMOS等效為一個很小的負載電阻，這就可以在輸出節(jié)點產生比較小的RC時間常數(shù)，提高觸發(fā)器的工作頻率；當觸發(fā)器處于鎖存狀態(tài)時，PMOS管等效為一個很大的負載電阻，增大輸出擺幅。這種動態(tài)負載的結構比普通電阻負載結構的工作頻率更高，但要同時給NMOS和PMOS管提供合理的偏置會帶來比較大的設計難度。因此，在本文提出的結構中，NMOS和PMOS采用不同的直流偏置，通過合理設計電阻、電容的值，以及外加偏置電壓VBP，就可以控制PMOS管的時鐘信號偏置在需要的直流點；同樣也可以選取NMOS的直流偏置VBN，這樣有利于降低設計的復雜性，特別在低電源電壓下，一個折衷的直流偏置點很難選取。圖4中還有一個尾電流管M1用來保證電路比較穩(wěn)定的直流偏置。由于本文設計的高速二分頻電路應用于短距離無線接收發(fā)機中，與其直接相連的VCO輸出最高頻率為1.92 GHz，并不需要特別高的工作頻率，因此不需要通過去除尾電流源來使電路工作在更高的頻率段。另外，去除尾電流源會使電路輸出擺幅不確定，受工藝和溫度的影響較大；并且會導致SCL分頻器的襯底波動比較大，該波動通過襯底耦合，會加大分頻器的噪聲，或影響到其他電路模塊， 所以本文保留了尾電流源的使用。

　　2.2 電路仿真結果

　　電路采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝設計實現(xiàn)，并對整體電路進行了仿真、驗證。圖5給出了當輸入時鐘信號頻率為1.92 GHz、幅度為800 mV時的SCL分頻器瞬態(tài)仿真結果。從仿真結果可以看到，分頻器輸出波形周期為1.04 ns，很好地實現(xiàn)了二分頻功能；且輸出擺幅較大，在800 mV左右。圖6給出了二分頻器的4個不同相位的瞬態(tài)輸出，其每個象限相差90°，以便用于后面的基于相位選擇技術的雙模預分頻電路。

　　由之前分析可知，SCL二分頻器的正常工作頻率有一定的范圍，且與輸入時鐘信號的幅度有關，因此分頻器有一個最大頻率鎖定范圍。圖7給出了當輸入時鐘幅度從200 mV~1 V變化時，其頻率鎖定范圍的變化情況。從圖中可以看出，隨著輸入時鐘幅度變大，分頻器的鎖定范圍也變大，當幅度為800 mV時，頻率鎖定范圍為200 MHz~2.8 GHz，有較寬的頻率鎖定范圍，滿足VCO輸出頻率范圍的完全覆蓋（所應用的VCO調頻范圍為1.608 GHz~1.92 GHz）；本設計的分頻器電路在3 V電源電壓下、工作頻率在1.92 GHz時的功耗為1.15 mW。

　　本文設計了一種基于源極耦合邏輯技術的高速正交二分頻器電路。電路沿用了傳統(tǒng)的SCL二分頻器結構并對其適當改進，采用動態(tài)負載代替電阻負載，使負載阻值隨著輸入信號變化而變化，有利于工作頻率的提高和輸出擺幅的增大。電路PMOS和NMOS管采用不同的直流偏置，大大減小了直流工作點選取的復雜度。采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝進行了設計驗證，在1.92 GHz輸入時鐘頻率下能正常實現(xiàn)正交二分頻，有較寬的鎖定范圍，且在3 V電源電壓下的電路功耗僅為1.15 mW。