便攜式設(shè)備的無線調(diào)制解調(diào)器電源應(yīng)用

　　由于目前使用的射頻功率放大器（PA）缺乏高效率，為手持計算設(shè)備添加無線通信功能需要使用特殊的電源管理技術(shù)。一些通信協(xié)議允許突發(fā)傳輸技術(shù)，在沒有發(fā)射信號時關(guān)斷電源（通過占空比控制），但是在傳輸過程中PA效率的典型值卻不高于40%至60%。相反地，手持設(shè)備中的主電源效率的典型值為90%至95%。

　　許多手持設(shè)備使用一至四節(jié)的非可充電堿性電池工作。與背光顯示相關(guān)的其他設(shè)備則要求使用更高瞬時功率的鎳甚至鋰電池以延長電池壽命（在充電或者電池被替換期間）。不管電池的類型和配置如何，在調(diào)制解調(diào)器中，為了保證系統(tǒng)合理的工作壽命，無線通信的調(diào)制解調(diào)、PA和射頻電路要求使用更高容量的電池。

　　典型的系統(tǒng)如PCMCIA無線調(diào)制解調(diào)器，用于傳輸蜂窩數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)包（CDPD）。這樣的設(shè)備可以插入到手持個人數(shù)字助理（PDA）中，或者是運行Windows？ CE系統(tǒng)的手提電腦中，使用3.3V的電源工作僅消耗幾百毫安電流。為了避免主電池的過度漏電，PCMCIA卡通常包括一塊備用電池。備用電池可在傳輸過程中提供電源涌動，通常還具有低的等效串聯(lián)電阻（ESR），這在當(dāng)今流行的可充電化學(xué)電池中較為常見。無線通信鏈路的實際電源主要取決于PA的發(fā)射功率和效率。

　　例如，無線數(shù)據(jù)通信鏈路中的供電電源（包含備用電池）必須與工作在3.3V電源的主機(jī)手持系統(tǒng)交互（圖1 - 注意適合于手持系統(tǒng)的微型封裝：IC1為16引腳QSOP封裝，IC2為8引腳μMAX？封裝）。備用電池為單節(jié)鋰離子電池，全充電電壓為4.1V至4.2V，殘余電量不低于2.9V。IC1將備用電池電壓轉(zhuǎn)換至3.3V，而IC2則使最終的備用電壓在12mV （0.36%）的誤差范圍內(nèi)跟蹤主電源電壓。

　　圖1. 該電路為手持設(shè)備添加無線調(diào)制解調(diào)器和功率放大器，同時提供合適的電源管理功能。

　　跟蹤電源電壓對于無線硬件和主機(jī)的交互非常重要。這樣保證了雙向數(shù)據(jù)和控制線獲得正確的邏輯電平，而且防止過流從主電池流向調(diào)制解調(diào)器硬件以及從備用電池流向主電池與電子器件。

　　該電路工作原理如下：首先，考慮調(diào)制解調(diào)器插入到主機(jī)的PCMCIA插槽之前調(diào)制解調(diào)器的狀態(tài)。幾乎沒有能量或者很少的能量能夠從備用電池吸收過來，因而在這種狀態(tài)下調(diào)制解調(diào)器的電源必須禁用。備用電源的開關(guān)控制線為IC2的PG引腳。因為當(dāng)調(diào)制解調(diào)器沒有連接時為IC2供電的主機(jī)VHH電壓不存在，IC2處于關(guān)斷狀態(tài)。

　　IC2電源關(guān)斷時電源好（PG）輸出（內(nèi)部為開漏n溝道MOSFET）為高阻，此時IC2僅吸收漏電流。當(dāng)PG輸出為高阻時，兩個電阻分壓器（R6/R7，通過IC1內(nèi)部比較器監(jiān)測備用電池電壓，而R3/R4在電源上電時設(shè)置VBOOST電平值） 作為ONB線的上拉電阻關(guān)斷IC1電源。在電源關(guān)斷期間IC1開關(guān)模式升壓調(diào)節(jié)器和低壓差（LDO）調(diào)節(jié)器均被禁用。因而有1μA漏電流通過分壓器和1mA電流流入IC1，電池漏電流的典型值為2μA。

　　考慮電源上電時功率的要求：如果功率放大器（PA）必須提供0.6W和50%效率，需要1.2W輸入功率。如果工作在50%占空比時（收發(fā)時間相等），那么PA的有效功率為0.6W。在3.3V電壓工作時，負(fù)載吸收約180mA的電流。如果調(diào)制解調(diào)器的其余部分從3.3V電源吸收40mA電流，那么無線通信鏈路的總共供電電流在3.3V電源工作時為220mA1。

　　IC1升壓調(diào)節(jié)器在2.7V電源輸入時能夠提供（在VBOOST引腳）大約800mA電流，使用本征耗盡的Li+電池（2.9V至3.0V）則能夠提供1A或者更大的電流。即使如此仍使用內(nèi)部低效率的LDO為PA和其他的調(diào)制解調(diào)器硬件供電， LDO電流標(biāo)稱值為300mA，最小額定值為220mA。主要的原因是噪聲抑制問題。LDO在300kHz頻率工作時PSRR值約為38dB，有利于抑制VBOOST引腳上的PWM開關(guān)噪聲。LDO內(nèi)置的濾波器降低了對PA供電電壓上和相關(guān)的射頻發(fā)射部分的后級噪聲抑制的要求或者根本就不需要，因而很容易通過聯(lián)邦通信委員會（FCC）的輻射標(biāo)準(zhǔn)要求。另一方面，斷續(xù)發(fā)射效率大約為8.3%。VBOOST在3.3V附近跟蹤VHH電壓變化。備用電池在充滿后電壓高于VBOOST，而在電量接近于耗盡時，電壓低于VBOOST ，因而LDO和升壓調(diào)節(jié)器按順序提供必需的降壓/升壓功能。SEPIC、反激和正向配置也能夠?qū)崿F(xiàn)降壓和升壓功能，但是它們都需要體積龐大、價格昂貴的電磁存儲元件（變壓器），并且缺少LDO所提供的噪聲抑制功能?；谶@樣的考慮，圖1所示的電路優(yōu)于其它方案。

　　下一步考慮當(dāng)調(diào)制解調(diào)卡插入主機(jī)的PCMCIA連接器中會發(fā)生什么情況。這一步作用是使得在相對應(yīng)的電路地（GND）之間以及在所有的雙向數(shù)據(jù)控制線之間電氣上相連接。然后主機(jī)使用EN線來使能或者禁止調(diào)制解調(diào)器硬件。如果EN線在硬件交互時初始為低電平，那么所有的調(diào)制解調(diào)器硬件將被禁止，對LDO節(jié)點呈現(xiàn)高阻特性。

　　當(dāng)主機(jī)VHH （正常3.3V）電源通過連接器給C1充電時IC2接收到電源，IC2最低工作電壓可保證正確上電工作，即使VHH在其范圍的下限（低于正常值的10%）。內(nèi)部15μs延時使得VHH在/PG輸出變?yōu)榈碗娖街斑_(dá)到穩(wěn)定（在V+端），同時通知主機(jī)此時能夠通過EN線使能調(diào)制解調(diào)器電路。/PG低電平（虛地）使得雙電阻分壓器接地，可用于檢測電池和升壓調(diào)節(jié)器的電壓。

　　當(dāng)VHH連接時，IC2在/PG變低時將/ONB拉低，IC1開始關(guān)閉通過L1的能量，提高VBOOST電壓至約3.7V （通過R3/R4的反饋）。最初LDO關(guān)斷，在VBOOST實現(xiàn)調(diào)節(jié)時打開，當(dāng)LDO輸出高于2.3V （應(yīng)該是在3.3V，因為VHH已通過R2給C2充電） IC1進(jìn)入跟蹤模式。跟蹤模式是IC1的一項特殊功能，能夠迫使VBOOST電壓高于LDO電壓300mV，可通過連接IC1的OUT和TRACK引腳設(shè)置該功能。300mV的余量充許LDO保持穩(wěn)定，即使在最大輸出電流下也能保證所要求的PSRR。因為跟蹤模式下電壓被強制在所要求的最小值，LDO消耗電池的能量最少。

　　當(dāng)IC1的FBLDO引腳為內(nèi)部基準(zhǔn)源電壓（通常1.23V）時LDO處于調(diào)節(jié)狀態(tài)。FBLDO電壓由通過R5的電流產(chǎn)生，該電流正比于通過R2的電流。因而，IC2具有傳輸函數(shù)VOUT = gm（VSENSE）R5，其中VOUT為R5上的電壓，VSENSE為RS+端與RS-端之間（R2）的電壓，gm = 10-2 mho。當(dāng)LDO調(diào)節(jié)時，VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/（gm*R5）。

　　使用關(guān)系式VLDO = VHH + VSENSE替換上式中的VSENSE，

　　VLDO = VHH + VFBLDO/（gm*R5）。

　　將圖1所示電路中的數(shù)值代入，

　　LDO = VHH + 1.23/（10-2*104） = VHH + 12.3mV.

　　設(shè)置R5為10kΩ使得檢測電壓為12.3mV。根據(jù)上式，可以選擇R2對從LDO到VHH的電流量編程。例如，R2 = 1kΩ，R2上電流約為12μA。

　　使用IC2 （高端檢流放大器）的目的是使用低值高功率、精確的檢流電阻精確測量高端電流。該應(yīng)用在使用10%精度低功率檢流電阻（例如1/16W表貼的電阻）中并不常見。我們不關(guān)心從LDO到VHH的電流的準(zhǔn)確大小。我們只關(guān)心這個電流盡量小。

　　使用高阻值（1kΩ）檢流電阻的好處之一便是在 VLDO短路或者過載情況下僅通過R2從主機(jī)吸收大約3.3mA電流，這并不足于讓系統(tǒng)崩潰。R2值不必為1kΩ;IC2吸收電流約為800mA，所以設(shè)置 R2 = 12mV/800μA = 15W，允許LDO節(jié)點（不是主機(jī)）為IC2供電。

　　在另一個可選的配置中，IC2的V+節(jié)點可直接連接到LDO而不是VHH。IC2從LDO得到電源，除了在上電期間，此時電源從VHH到R2給LDO供電。這種方案要求PA和調(diào)制解調(diào)器硬件關(guān)斷，對LDO呈現(xiàn)高阻特性，使得R2上沒有降電壓，同樣R2的值必須足夠小以保證在正常工作（3V）時V+節(jié)點具有最小電壓。如果 VHH = 3.6V或者更高，R2必須小于375Ωp。這個值保證了IC2在工作電流0.8mA時在VHH范圍的下限（3.6V - 10%）不超過0.3V的壓降。

　　肖特基二極管（D2，D3）與R2并聯(lián)，在RS+與RS-之間過壓時保護(hù)IC2。D2、D3引入小量的漏電流，不會影響電路的工作。與R5并聯(lián)的電容使LDO反饋節(jié)點的高頻噪聲對地旁路，這樣保證VLDO電壓光滑平穩(wěn)。前面提到，IC1包括一個具有不定輸入和輸出的比較器。在這個電路中，比較器監(jiān)測備用電池電壓，當(dāng)剩余電量接近于能夠保持通信連路工作的臨界值時向主機(jī)報警。

　　注意到圖1中的電路除了適合上述以外的情況外，還適應(yīng)各種條件。它與其它通信總線兼容，適合用于無線調(diào)制解調(diào)器與手持設(shè)備的交互。例如，包括板卡總線和目前非常流行的通用串行總線（USB）。該電路也接受高達(dá)5V的主供電電壓。為了獲得更大的效率，在一些應(yīng)用中可將PA直接連接到VBOOST而不是VLDO。這樣，VBOOST不需要跟蹤VLDO；可以通過單獨調(diào)整反饋電阻的大小來分別控制這兩個電壓。

　　IC1在1.1V時啟動，在低至0.7V電壓時仍可工作，所以，即使在要求更低RF輸出功率電平的升壓應(yīng)用中使用兩節(jié)鎳氫備用電池仍是可接受的。最終IC1是作為一個在重載下具有300kHz開關(guān)頻率的低噪聲PWM調(diào)節(jié)器。如果需要的話，可以通過將其頻率與外部200kHz至400kHz頻率的信號源同步（使用CLK/SEL線）來控制波形的諧波分量。在輕載條件中，輻射與傳導(dǎo)能量相對較低，可以迫使IC1 （也是使用CLK/SEL線）進(jìn)入脈沖頻率調(diào)制（PFM）模式，此模式提供最高的效率以及最長的電池壽命。