值得你了解的開關(guān)電源元器件選擇

什么是開關(guān)電源?開關(guān)模式電源(Switch Mode Power Supply，簡(jiǎn)稱SMPS)，又稱交換式電源、開關(guān)變換器，是一種高頻化電能轉(zhuǎn)換裝置，是電源供應(yīng)器的一種。其功能是將一個(gè)位準(zhǔn)的電壓，透過不同形式的架構(gòu)轉(zhuǎn)換為用戶端所需求的電壓或電流。在開關(guān)電源中，電壓、電流波形均為突變的脈沖狀態(tài)，元器件所承受電壓或電流除加在元器件上的供電電壓以外，還有電路中電感成分引起的感應(yīng)電壓、電容器的充電電流等，使得元器件的選擇變得復(fù)雜化。

實(shí)際上，開關(guān)電源屬有穩(wěn)壓功能的AC/DC或DC/DC變換器，即使所謂DC/DC變換，其中間環(huán)節(jié)仍然要通過脈沖狀態(tài)作為轉(zhuǎn)換媒介。實(shí)際過程是：DC先逆變成脈沖狀態(tài)的AC，再由脈沖整流、濾波成為直流電壓。在此過程中，整流、濾波元器件要求也與工頻整流電路大有區(qū)別。工頻正弦波交流電源最大值、平均值和有效值都按正弦函數(shù)有固定的比例關(guān)系，可以對(duì)元器件的額定參數(shù)進(jìn)行十分準(zhǔn)確的計(jì)算。

但是，脈沖波、電壓、電流數(shù)值的關(guān)系不是一成不變的，而是隨脈沖波形和負(fù)載性質(zhì)而有很大的變化。

即使采用積分法計(jì)算脈沖波形的平均值，要求脈沖波形有一定的規(guī)律，而波形幅度與時(shí)間關(guān)系的不穩(wěn)定性使這種計(jì)算往往難以準(zhǔn)確。尤其是脈沖波形的定量測(cè)量，也非一般簡(jiǎn)單儀表所能準(zhǔn)確測(cè)量的，除了脈沖示波器以外，還沒有更簡(jiǎn)單的方式，例如：開關(guān)電源開關(guān)管的反向電壓值。至于某些情況下要求測(cè)出脈沖波的有效值就更困難了。例如：用行逆程脈沖向CRT燈絲供電，要求6.3V的有效值，其準(zhǔn)確測(cè)量，除用熱電偶傳感器組成的磁電式儀表或高頻率電動(dòng)式儀表以外，似乎還沒有其他的方式。

也就是說，工作在脈沖電路中的元器件欲通過實(shí)測(cè)電壓、電流參數(shù)選擇其性能是不可能的。至于理論計(jì)算，也只能達(dá)到近似估計(jì)的程度，具體參數(shù)選擇是在計(jì)算結(jié)果的基礎(chǔ)上寬打窄用。最明顯的例子是：?jiǎn)味碎_關(guān)電路，從理論上計(jì)算，其開關(guān)管反壓應(yīng)為輸入電壓最大值的兩倍。而實(shí)際應(yīng)用中，加在開關(guān)管集電極的脈沖波形受儲(chǔ)能電感的集總參數(shù)、分布參數(shù)和電源負(fù)載性質(zhì)的影響，開關(guān)管承受反壓值將超出理論計(jì)算值范圍。

因?yàn)殡姼芯€圈的感應(yīng)電勢(shì)不僅與電流變化成正比的函數(shù)，而且與產(chǎn)生電流變化的時(shí)間成反比。另外，電感線圈的工藝上幾乎難以人為控制的分布參數(shù)，也使感應(yīng)電勢(shì)大幅度超出計(jì)算值。因此，在脈沖狀態(tài)下，不論無源元件還是有源器件，其性能選擇不同于普通模擬電路。

開關(guān)電源元器件的選擇

3.3 輸出整流

3.3.1 肖特基二極管

在輸出低壓低的變換器中肖特基作為輸出整流管是最好的，因?yàn)樗驂航档?，又沒有反向恢復(fù)時(shí)間，正確嗎?雖然它確實(shí)正向壓降低和沒有反向恢復(fù)時(shí)間，但肖特基二極管在陰極和陽極之間通常有較大的電容。隨加在肖特基上電壓變化對(duì)此電容必然存在充電和放電(當(dāng)肖特基幾乎沒有加電壓時(shí)，電容最大)。

這種現(xiàn)象非常像普通二極管的反相恢復(fù)電流。

視電路不同，也可能其損耗比用一個(gè)超快恢復(fù)整流管時(shí)損耗大得多。還應(yīng)當(dāng)注意此結(jié)電容，雖然電荷 Q 低，仍然可能與電路中雜散電感引起振蕩，在某些諧振設(shè)計(jì)中利用此特性做成軟開關(guān)。所以與普通二極管一樣有必要給肖特基加一個(gè)緩沖電路，這樣增加了損耗。此外肖特基在高溫和它的額定電壓下有很大的漏電流。

漏電流可能將正激變換器次級(jí)短路，這也許就是鍺二極管漏電流太大而不用的原因。因?yàn)檫@個(gè)緣故，為使反向電流不要太大，只能用到肖特基額定電壓的 3/4，溫度不超過 110℃。高壓肖特基與普通二極管正向壓降相近。你就沒有必要一定要用這樣的器件。如果今后技術(shù)發(fā)展，高壓肖特基二極管確實(shí)比雙極型二極管正向壓降低，則另當(dāng)別論。

3.3.2 二極管

設(shè)計(jì)一個(gè) 12V 輸出，16A 電流，能否用兩個(gè) 10A 定額的二極管并聯(lián)?由于二極管正向壓降的負(fù)溫度系數(shù)特性和正向壓降的離散性，結(jié)果一個(gè)電流較大的二極管，損耗加大而溫度高，正向壓降降低電流繼續(xù)加大，正反饋，最后導(dǎo)致一個(gè)二極管流過全部電流而燒壞，記住了嗎?所以雖然能將二極管并聯(lián)但應(yīng)當(dāng)注意熱平衡(即確保它們之間最小的熱組)。如果用兩個(gè)分立二極管實(shí)際上這樣做不會(huì)很成功。要是兩個(gè)二極管做在一個(gè)芯片上，具有相同的熱和電氣特性?？梢宰龅捷^好均衡。MOSFET 壓降具有正溫度特性，使得并聯(lián)容易。

3.3.3 反向恢復(fù)

肖特基沒有反向恢復(fù)時(shí)間，而所有雙極型二極管都有反向恢復(fù)問題。它是在二極管正向?qū)娏鱅F關(guān)斷時(shí)刻，由于少數(shù)載流子存儲(chǔ)效應(yīng)不能立即消失，還能在短時(shí)間trr=ta+tb(圖 3.3)流過反方向(即由22陰極到陽極)電流，這個(gè)時(shí)間trr 叫做反向恢復(fù)時(shí)間。

圖 3.3 圖解了這個(gè)異?，F(xiàn)象。在ta時(shí)間內(nèi)反向電流上升到最大值，在變壓器的漏感和引線等寄生電感中存儲(chǔ)能量(圖 3.4)，此后(tb)，二極管開始截止，迫使電路中電流減少，存儲(chǔ)在電感中的能量釋放，與相關(guān)電路分布電容形成振蕩，產(chǎn)生嚴(yán)重的振鈴現(xiàn)象，這對(duì)變換器效率、電磁兼容造成極大影響。根據(jù)反向恢復(fù)時(shí)間將二極管的分成不同等級(jí)(普通整流管、快恢復(fù)，超快恢復(fù)等等)。

高頻變換器在輸出級(jí)峰值電壓 50V以上總是采用超快恢復(fù)二極管，50V以下采用肖特基二極管。輸出電壓低時(shí)采用同步整流MOSFET。同步整流的MOSFET的體二極管恢復(fù)速度很慢，通常大約為 1μs。它不適宜作為整流管。這就是為什么通常用肖特基與同步整流MOSFET管并聯(lián)：在MOSFET關(guān)斷時(shí)肖特基流過幾乎全部電流，這意味著體二極管不需要反向恢復(fù)。

圖 3.3 雙極型二極管反向恢復(fù)特性

快速二極管損耗小，是否越快越好?但是如果是電網(wǎng)整流二極管用超快恢復(fù)二極管不是好主意。問題是快恢復(fù)時(shí)間產(chǎn)生快速下降沿，引起電磁干擾。在這種情況下，最好還是采用普通的恢復(fù)時(shí)間 5~10μs 的整流管。高電壓定額二極管比低電壓定額的二極管有更高的正向壓降和較長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間。這就是為什么在滿足電路要求的前提下，盡可能選擇較低定額的整流管。大電流定額的二極管比小電流有更長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間，大馬拉小車也不是好主意。

3.4 功率晶體管(GTR)

+U -U -U +U初始電流方向 隨后電流可能方向

圖 3.4 在電流從陽極流向陰極之后，在陽極-陰極之間加反向電壓，電流由陰極流向陽極目前使用的功率開關(guān)晶體管也稱 GTR(巨型晶體管 ) ， 有 功 率 雙 極 型 晶 體 管 ( BJT) 、 MOSFET 和IGBT。開關(guān)電源中功率管主要關(guān)心器件的導(dǎo)通電阻(或壓降)和開關(guān)速度。功率晶體管的導(dǎo)通壓降和開關(guān)速度都與其電壓定額有關(guān)。電壓定額越高，導(dǎo)通壓降越大，開關(guān)時(shí)間越長(zhǎng)。因此，在滿足 1.2~1.5 倍工作電壓外，盡可能選擇電壓低的器件。

3.4.1 雙極型晶體管(BJT)

功率雙極型晶體管輸出特性有一個(gè)以集電極最大電流ICM，集電極最大允許損耗PCM，二次擊穿特性Is/b和集電極-發(fā)射極擊穿電壓U(BR)CEO為邊界構(gòu)成的安全工作區(qū)(SOA)。不管在瞬態(tài)還是在穩(wěn)態(tài)，

晶體管電流與電壓軌跡都不應(yīng)當(dāng)超出安全工作區(qū)對(duì)應(yīng)的邊界。同時(shí)邊界限值與溫度、脈沖寬度有關(guān)，溫度升高有些邊界還應(yīng)當(dāng)降額。

許多小信號(hào)BJT二次擊穿特性在ICM，PCM，U(BR)CEO為邊界的安全區(qū)以內(nèi)。同時(shí)小信號(hào)BJT沒有開關(guān)工作規(guī)范，列出最大直流集電極電流，但沒有與脈沖電流有關(guān)的曲線。如果沒有給你電流脈沖電流定額，可假定器件能夠處理脈沖電流是額定直流的兩倍比較合理。如果這是按照保險(xiǎn)絲電流來定額，

脈沖電流幅值與脈沖持續(xù)時(shí)間有關(guān);事實(shí)上，電流限制是限制局部電流過大。短路時(shí)不超過 2 倍直流電流最安全。大電流 BJT 功率管(不包括達(dá)林頓)的β一般較低，BJT 的β與電流、老化、溫度以及電壓定額等參數(shù)有關(guān)。一般取最小β=5～10。不要忘了集電極漏電流，每 10℃增加 1 倍。這將引起截止損耗。為降低晶體管的導(dǎo)通損耗，一般功率管導(dǎo)通時(shí)為過飽和狀態(tài)。但這樣增大了存儲(chǔ)時(shí)間，降低開關(guān)了速度。為了減少存儲(chǔ)時(shí)間，晶體管在關(guān)斷時(shí)一般給 B-E 極之間加反向電壓，抽出基區(qū)過剩的載流子。如果施加的反壓太大，B-E 結(jié)將發(fā)生反向齊納擊穿。一般硅功率晶體管 B-E 反向擊穿電壓為5~6V。為避免擊穿電流過大，需用一個(gè)電阻限制擊穿電流。

為了快速關(guān)斷晶體管，采用抗飽和電路，如圖 3.5。電路中集電極飽和電壓Uce=UDb+Ube-UDc。如果UDb=Ube=UDc=0.7V，則Uce=0.7V，使得過大的驅(qū)動(dòng)電流流經(jīng)集電極，降低晶體管的飽和深度，存儲(chǔ)時(shí)間減少，關(guān)斷加快。如果允許晶體管飽和壓降大，飽和深度降低，二極管Db可以用兩個(gè)二極管串聯(lián)，則晶體管飽和壓降大約為 1.4V準(zhǔn)飽和狀態(tài)，很小的存儲(chǔ)時(shí)間，關(guān)斷時(shí)間縮短，但導(dǎo)通損耗加大。

圖 3.5 抗飽和電路加速

關(guān)斷雙 極 型功 率管 電 壓電 流定 額 越大 ，開 關(guān) 速度 越慢 。 例如 采用 抗 飽和 等加 速 開關(guān) 措施后，U(BR)CEO=450V，50A開關(guān)管可以工作在 50kHz，損耗可以接受。

233.4.2 MOSFET 晶體管

場(chǎng)效應(yīng)晶體管有結(jié)型和 MOS(Metal Oxide Semiconductor)型。功率場(chǎng)效應(yīng)管一般是 MOSFET。而MOSFET 還有 P 溝道和 N 溝道。較大功率一般不用 P 溝道，因?yàn)榕c N 溝道相同電流和電壓定額的管子導(dǎo)通電阻比 N 溝道大，同時(shí)開關(guān)速度也比 N 溝道慢。MOSFET 內(nèi)部結(jié)構(gòu)源極和漏極對(duì)稱的，且可以互換的。只要在柵極和源極(漏極)之間加一定正電壓(N 溝道)，就能導(dǎo)通。因此 MOSFET 也常用于同步整流，它能雙向?qū)娏鳌?

損耗

損耗有三個(gè)部分：導(dǎo)通損耗，柵極損耗和開關(guān)損耗。

導(dǎo)通損耗 MOSFET完全導(dǎo)通時(shí)，漏-源之間有一個(gè)電阻Ron上的損耗。應(yīng)當(dāng)注意手冊(cè)上導(dǎo)通電阻測(cè)試條件，測(cè)試時(shí)一般柵極驅(qū)動(dòng)電壓為 15V。如果你的驅(qū)動(dòng)電壓小于測(cè)試值，導(dǎo)通電阻應(yīng)比手冊(cè)大，而 且 導(dǎo) 通 損 耗 P=RonI2 也 加 大 。 同 時(shí) 你 還 應(yīng) 當(dāng) 知 道 導(dǎo) 通 電 阻 隨 溫 度 上 升 而 增 加 ， 典 型 為，T-結(jié)溫。所以如果你要知道實(shí)際結(jié)溫，根據(jù)熱阻乘以損耗求得結(jié)溫，再根據(jù)新的熱態(tài)電阻求得損耗，如此反復(fù)迭代，直到收斂為止。

如果不收斂，損耗功率太大。25R(T ) = R25 ×1.007T ?柵極損耗為驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O電荷損耗。即柵極電容的充放電損耗，它不是損耗MOSFET上，而是柵極電阻或驅(qū)動(dòng)電路上。

雖然電容與柵極電壓是高度非線性關(guān)系，手冊(cè)中給出了柵極達(dá)到一定電壓Ug的電荷Qg，因此將此電荷驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O的功率為P=QgVf。請(qǐng)注意這里沒有系數(shù) 0.5。

要是實(shí)際驅(qū)動(dòng)電壓和手冊(cè)對(duì)應(yīng)的電荷規(guī)定電壓不同，可以這樣近似處理，用兩個(gè)電壓比乘以柵極電荷比較合理。要是你的柵極電壓比手冊(cè)規(guī)定高的話，這樣做最好。但密勒電容電荷是造成計(jì)算誤差的主要因素。開關(guān)損耗 隨著MOSFET的交替導(dǎo)通與截止(非諧振)，瞬態(tài)電壓和電流的交越導(dǎo)致功率損耗，稱為開關(guān)損耗。

開關(guān)電路中帶有電感，電流或電壓一般總是同時(shí)達(dá)到最大時(shí)轉(zhuǎn)換，如果電流或電壓隨時(shí)間線性變化，由此可以推導(dǎo)出開關(guān)損耗：在斷續(xù)導(dǎo)通模式中，損耗P=IpkUpktsfs/2;而在連續(xù)模式中，此損耗加倍。這里Upk為MOSFET由導(dǎo)通到截止時(shí)漏-源電壓(和截止到導(dǎo)通的連續(xù)模式);Ipk為漏極峰值電流;ts為開關(guān)過渡時(shí)間;fs為開關(guān)頻率。

這就是為什么柵極驅(qū)動(dòng)越“硬”損耗越低。從損耗的角度希望驅(qū)動(dòng)越硬越好，也就是要求驅(qū)動(dòng)波形的前后沿陡。但因?yàn)镸OSFET的輸入是一個(gè)電容，驅(qū)動(dòng)波形越陡，即開關(guān)時(shí)dUg/dt越大，就意味著必須要求驅(qū)動(dòng)電路提供很大的驅(qū)動(dòng)電流，驅(qū)動(dòng)信號(hào)源內(nèi)阻越小越好。

但是開關(guān)速度越快，柵極電路微小寄生參數(shù)就會(huì)興風(fēng)作浪，而EMI問題越突出?？傊?，MOSFET 的總損耗是通態(tài)、柵極電荷和開關(guān)損耗之和。而總損耗中僅僅是第一和第三項(xiàng)是損耗在 MOSFET 上的。用這個(gè)方法計(jì)算損耗，就可以用封裝的熱阻計(jì)MOSFET 是不是過熱還是涼的，要是不對(duì)，那你肯定算錯(cuò)了。從降低開關(guān)損耗的觀點(diǎn)要求驅(qū)動(dòng)波形前后沿越陡越好，驅(qū)動(dòng)源是理想電壓源。

但是，除了帶有驅(qū)動(dòng)電路的功率模塊以外，柵極驅(qū)動(dòng)電路不可能與柵極連線最短，連線電感是不可避免的。線路電感與輸入電容在驅(qū)動(dòng)電壓激勵(lì)下引起嚴(yán)重的振蕩，使驅(qū)動(dòng)無法正常工作。

為此，一般總在MOSFET柵極串聯(lián)一個(gè)電阻，對(duì)振蕩阻尼在可接受范圍內(nèi)。但是，電阻的加入破壞了驅(qū)動(dòng)的電源壓特性，限制了驅(qū)動(dòng)電流，降低了前后沿陡度，驅(qū)動(dòng)波形前沿出現(xiàn)明顯指數(shù)上升特性，并在驅(qū)動(dòng)達(dá)到MOSFET開啟電壓UT時(shí)，由于漏-柵電容放電的密勒效應(yīng)造成柵極電壓“打折”(圖 3.6)，加大導(dǎo)通損耗。

在關(guān)斷時(shí)，密勒電容的放電效應(yīng)，使得關(guān)斷延緩或誤導(dǎo)通，增加了關(guān)斷損耗。因此，柵極電阻不能太大，只要抑制振蕩就行。從根本上應(yīng)當(dāng)盡量縮短?hào)艠O與驅(qū)動(dòng)連接距離。

圖 3.6 非理想電壓驅(qū)動(dòng)源柵極電壓波

形但如果兩個(gè) MOSFET 并聯(lián)，可能你仍用一個(gè)電阻，或許用它原來的一半。不，這樣不行，即使有另外限流措施，如磁珠串聯(lián)，仍必須每個(gè)柵極一個(gè)電阻。

原因是兩個(gè) MOSFET 有各自的柵極電荷和引線電感，形成一個(gè)欠阻尼振蕩網(wǎng)絡(luò)，而觀察到并聯(lián)的 MOSFET 有 100MHz 振蕩!如果用一個(gè)數(shù)字示波器，并不注意此振蕩，你可能看不到它們，但它們引起損耗，當(dāng)然也引起 EMI。柵極電阻主要是用來阻尼柵極振蕩。為了避免振蕩，在柵極-源極之間并聯(lián)一個(gè) 20V 穩(wěn)壓二極管，有人用 40V 驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O，使柵極電容充電更快地通過開啟電壓。

當(dāng)達(dá)到 20V 時(shí)，箝位二極管擊穿保護(hù)柵極電壓不要超過它的最大值，這樣消耗了更大功率。正確的方法是用低輸出阻抗的源驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O。要是功率 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)間 10ns 的驅(qū)動(dòng)最好。

24功率 MOSFET 可以工作范圍很廣，低電壓下幾十瓦達(dá) 1MHz 以上;數(shù)千瓦可達(dá)數(shù)百 kHz。低電壓器件導(dǎo)通電阻很小，隨電壓定額提高，導(dǎo)通電阻隨電壓增加指數(shù)增加。利用這一特性低電壓用于同步整流，也可將低電壓 MOSFET 串聯(lián)在 BJT 發(fā)射極，利用 MOSFET 的開關(guān)速度，利用 BJT 的電壓定額。圖 3.6 是這種組合的實(shí)用的例子。

圖 3.6 中U為MOSFET和BJT驅(qū)動(dòng)電源。T為BJT的比例驅(qū)動(dòng)電流互感器。PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)MOSFET(Tr1)。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，導(dǎo)通壓降很小，將BJT的發(fā)射極接地，驅(qū)動(dòng)電源U通過限流電阻R迫使BJT初始導(dǎo)通，一旦BJT開始導(dǎo)通，設(shè)置在BJT集電極的電流互感器T在初級(jí)流過電流Ic，在次級(jí)正比感應(yīng)電流經(jīng)D1注入到BJT基極。

一般互感器變比 1/n《(1/β)，例如n=1:10，而BJT的最小β=15。這樣互感器注入到BJT的電流產(chǎn)生更大的集電極電流，從而更大的基極電流注入，如此正反饋直至BJT飽和導(dǎo)通。

完成導(dǎo)通過程。如果先將 MOSFET 關(guān)斷，首先 BJT 的發(fā)射極電位提高造成 BE 結(jié)反偏，集電極電流減少，互感器初級(jí)電流減少，基極電流減少，一旦進(jìn)入 BJT 放大區(qū)迅速正反饋關(guān)斷

圖 3.6 MOSFET 與 BJT 組合

大電流低壓MOSFET導(dǎo)通電阻非常小，開關(guān)速度快;而BJT關(guān)斷時(shí)，承受電壓是U(BR)CER。例如，有一個(gè)通信電源雙路雙端正激中采用這種結(jié)構(gòu)。輸入電壓 550V，峰值電流 23A電路中應(yīng)用了 60A/50V的MOSFET和 70A/700V(U(BR)CER)的BJT功率管。開關(guān)頻率達(dá) 50kHz。高壓 MOSFET 也可與 IGBT 或 BJT 并聯(lián)，驅(qū)動(dòng) MOSFET 先開通后關(guān)斷。因?yàn)?MOSFET 承擔(dān)了開關(guān)過渡時(shí)間，BJT 或 IGBT 零電壓開通與關(guān)斷;導(dǎo)通時(shí)，高壓 MOSFET 比 IGBT 或 BJT 具有更高的壓降，負(fù)載電流大部分流經(jīng) IGBT 或 BJT，只有很少部分通過 MOSFET，減少了導(dǎo)通損耗。盡管如此，BJT 或 IGBT 的開關(guān)時(shí)間仍是限制提高頻率的主要因素。

3.4.3 IGBT

IGBT 結(jié)構(gòu)相似于 MOSFET 與 BJT 符合管。具有 MOSFET 的絕緣柵極輸入特性-電壓驅(qū)動(dòng)和相似BJT 的導(dǎo)通壓降。但是由于 BJT 的基極未引出，導(dǎo)通剩余載流子復(fù)合時(shí)間長(zhǎng)，關(guān)斷時(shí)間長(zhǎng)-嚴(yán)重拖尾現(xiàn)象;輸出管是 PNP 結(jié)構(gòu)，導(dǎo)通壓降一般比 NPN 結(jié)構(gòu)高。

器件電壓定額一般 500V 以上，電流從數(shù)十安到數(shù)千安。最適宜變頻調(diào)速和高功率變換。電壓電流越大，可工作的頻率就越低。以上就是開關(guān)電源的常用元器件的選擇方法，希望能給大家一定的參考意見，為大家設(shè)計(jì)出更好的產(chǎn)品提供一定的幫助。