功率MOSFET的應(yīng)用問題分析20180420
[導(dǎo)讀]???問題1：在功率MOSFET的應(yīng)用中主要考慮哪些參數(shù)？在負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用中，如?何計算其導(dǎo)通時間？PCB的設(shè)計?，銅箔面積開多大會比較好？D、S極的銅箔面??積大小是否需要一樣？有公式可以計算嗎？?回復(fù)：?MOSFET主要參數(shù)包括BVDSS，RDS(on)，Crss，Coss以...
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問題1：在功率MOSFET的應(yīng)用中主要考慮哪些參數(shù)？在負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用中，如?何計算其導(dǎo)通時間？PCB的設(shè)計?，銅箔面積開多大會比較好？D、S極的銅箔面??積大小是否需要一樣？有公式可以計算嗎？?回復(fù)：?MOSFET主要參數(shù)包括BVDSS，RDS(on)，Crss，Coss以及VGS(th)；同步BUCK變換器的下管、半橋和全橋電路，以及有些隔離變換器副邊同步整流管還要考慮內(nèi)?部二極管反向恢復(fù)等參數(shù)，要結(jié)合具體的應(yīng)用。下面波形為感性負(fù)載功率MOSFET開通的過程。
VGS(th)和VGP在功率MOSFET的數(shù)據(jù)表中可以查到，有些數(shù)據(jù)表中沒有標(biāo)出VGP，可以通過計算得到平臺的電壓值。產(chǎn)生開通損耗的時間段為t1-t2、t2-t3，t0-t1時間段不產(chǎn)生開通損耗但是會產(chǎn)生延時。?????????????????????????
在負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用中，要保證在t3時間后，輸出電容充電基本完成，就是電容的電壓基本等于輸入電壓，在這個過程中，MOSFEGT工作在線性區(qū)，控制平臺的電壓VGP，就相當(dāng)于控制了最大的浪涌電流，浪涌電流就不會對系統(tǒng)產(chǎn)生影響。因此導(dǎo)通時間要多長，由輸出的電容和負(fù)載的大小決定。
具體的計算步驟是：設(shè)定最大的浪涌電流Ipk，最大的輸出電容Co和上電過程中輸出負(fù)載Io。如果是輸出電壓穩(wěn)定后，輸出才加負(fù)載，則?。篒o=0。由下式可以算出輸出電容充電時間：負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用通常在D、G極并聯(lián)外部電容，因此t2-t3時間遠(yuǎn)大于t1-t2，t1-t2可以忽略，因此可以得到：t=t2-t3，由公式可以求出D和G極并聯(lián)的外部電容值。然后由上面的值對電路進行實際的測試，以滿足設(shè)計的要求。
負(fù)載開關(guān)的穩(wěn)態(tài)功耗并不大，但是瞬態(tài)的功耗很大，特別是長時間工作在線性區(qū)會產(chǎn)生熱失效問題。因此PCB的設(shè)計，特別是貼片的MOSFET，要注意充分敷設(shè)銅皮進行散熱。在MOSFET的數(shù)據(jù)表中，熱阻的測量是元件裝在1平方英2OZ銅皮的電路板上。Drain的銅皮鋪在整個1平方英寸2OZ銅皮的電路板。實際應(yīng)用中，Drain的銅皮不可能用1平方英2OZ銅皮的電路板，只有盡可能的用大的銅皮來保證熱性能。具體的降額值可能值可以參見下圖。如果是多面板，最好D和S極對應(yīng)銅皮位置的每個層都敷設(shè)銅皮，用多個過孔連接，孔的尺寸約為0.3mm。
??????? SO8標(biāo)準(zhǔn)熱阻：RθJA=90C/W，RθJC=12C/W。 SO8銅皮封裝熱阻：RθJA=50C/W，RθJC=2.5C/W。
問題2：功率MOSFET的Qgs，Qgd，Ciss，Crss，Coss，tr和tf的關(guān)系？回復(fù)：如下圖，在一定的測試條件下，Qgs與Ciss相關(guān)，Qgd與Crss相關(guān)，Qg與Crss、Ciss都相關(guān)，驅(qū)動的電壓決定其最終的電荷值。Qgs和Qgd都是基于相關(guān)的電容的計算值。
上升和下降的延時和Crss、Ciss都相關(guān)，測量條件是阻性負(fù)載。如果是感性負(fù)載，電感電流不能突變，那么由于電感的續(xù)流，這個時間就和負(fù)載的特性相關(guān)。
上升延時tr：上升延時的定義是在MOSFET的開通過程中，VGS的電壓上升，從其10%值開始，到VDS下降到為10%VDS值為止。在開通的過程中，VGS上升米勒電容平臺前的時間由Ciss決定，米勒電容平臺的時間Crss由決定，過了米勒電容平臺到VDS下降到為10%VDS的時間又由Ciss決定。下降延時tf和tr定義類似。
問題3：AOD4126的數(shù)據(jù)表中，紅色標(biāo)注的ID、IDSM、IDM有什么區(qū)別？PD和PDM的值是否有標(biāo)錯？另外關(guān)于RθJA和RθJC，作為用戶要按照備注中的哪一項判定？對于同樣規(guī)格的MOSFET，雙通道和單通道相比，優(yōu)勢在哪里？是不是簡單的RDS(on)減半、ID加倍等參數(shù)合成？回復(fù)：MOSFET的數(shù)據(jù)表中，ID和IDSM都是計算值，ID是基于RθJC和RDS(on)以及最高允許結(jié)溫計算得到的，IDSM是基RθJA和RDS(on)以及最高允許結(jié)溫計算得到的，PD和PDM也是基于上述條件的計算值。
計算的時候取TC=25C，而實際應(yīng)用中很多時候TC超過100C，而且由于器件所用的散熱條件不一樣，在開關(guān)過程中還要考慮動態(tài)參數(shù)，所以基于電流降額選用MOSFET沒有意義，ID沒有實際的意義。
RθJA和RθJC是二個不同的熱阻值，具體的定義在數(shù)據(jù)表中有詳細(xì)的說明，數(shù)據(jù)表中的熱阻值都是在一定的條件下測量得到的，實際應(yīng)用過程中由于條件不同，得到的測量結(jié)果并不相同。
使用雙通道和單通道的MOSFET，要綜合考慮開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，RDS(on)不是簡單的減半，因為二個功率管并聯(lián)工作，不平衡性的問題永遠(yuǎn)存在，而且動態(tài)的開關(guān)的過程中容易產(chǎn)生動態(tài)的不平衡。如果不考慮開關(guān)損耗，僅僅考慮導(dǎo)通損耗，那么還是要對RDS(on)作一定的降額。
問題4：不同的測試的條件為影響MOSFET的數(shù)據(jù)表中的VGS(th)和BVDSS嗎？ATE是如何判斷的？回復(fù)：不同測試條件結(jié)果會不同，因此在數(shù)據(jù)表中會標(biāo)明詳細(xì)的測試條件，從而使測試結(jié)果具有可重復(fù)性。對于AET的測試，以VGS(th)為例，它和Igss相關(guān)，如AON6718L，當(dāng)G、S極加上最大20V電壓，VDS=0V，Igss小于100nA就表明通過測試。不同的公司ST、Fairchild、IR、Vishay等，可能使用不同的Igss，如IR1010使用200nA，IR3205使用100nA，目前行業(yè)內(nèi)使用100nA更通用。
BVDSS的測試條件：IDSS=250uA，VGS=0V，有些公司使用350uA、500uA甚至1mA，如果IDSS越大，BVDSS電壓值越高。
問題5：100V的MOSFET，VGS耐壓大概只能到30V。在器件處于關(guān)斷的時刻，VGD大概能到100V，是因為G、S極間的柵氧化層厚度比較厚，還是說壓降主要在沉底和飄移電阻上面？回復(fù)：G、S的電壓主要由柵氧化層厚度控制，G、D的電壓主要由外延層EPI 層厚度來控制，所以VGD耐壓高。
問題6：關(guān)于雪崩，下面描述是否正確？
（1）單純的一次過壓不會損壞MOSFET？回復(fù)：很多時候就是測1千片，或者1萬片，電壓高于額定的電壓值，MOSFET也不會損壞，功率MOSFET具有一定的抗雪崩能力。
（2）雪崩損壞MOSFET有兩種情況：一種是快速高功率脈沖，直接使寄生二極管產(chǎn)生較大雪崩電流，芯片快速加熱過溫?fù)p壞。另一種是寄生三極管導(dǎo)通，并發(fā)生二次擊穿？回復(fù)：是的，特別是新一代工藝的MOSFET，基本上是后一種損壞方式：寄生三極管導(dǎo)通。寄生三極管的導(dǎo)通，發(fā)生二次擊穿并不全是因為雪崩發(fā)生，還可能由于dv/dt過高的原因而導(dǎo)致。
（3）雪崩損壞都發(fā)生在VDS大于額定值的情況？回復(fù)：是的。但是在高溫條件下，一些大電流的關(guān)斷，可能在關(guān)斷過程中，發(fā)生寄生三極管導(dǎo)通而損壞，雖然看不到過壓的情況，但是作者仍然將其定義為雪崩UIS損壞。
（4）關(guān)于（2）中兩種情況，什么情況下傾向于第一種發(fā)生，什么情況下傾向于第二種發(fā)生？回復(fù)：如果單元非常一致，散熱非常好均勻、熱平衡好，第一種情況發(fā)生，早期的平面工藝有時候就會看到這種損壞模式?，F(xiàn)在新的工藝導(dǎo)致單元的密度越來越集中，產(chǎn)生的損壞通常用就是第二種。
體內(nèi)寄生三極管導(dǎo)通產(chǎn)生雪崩損壞，同時伴隨著體內(nèi)寄生三極管發(fā)生二次擊穿，此時集電極電壓在瞬態(tài)時間幾個n秒內(nèi)，減少到耐壓的1/2，原因在于內(nèi)部耗盡層載流子發(fā)生雪崩注入，電場電流密度很大，接近硅片臨界電場。電流大，電壓高，電場大，電離強，大量的空穴電流流過基區(qū)P體電阻RB，寄生三極管導(dǎo)通，集電極電壓快速返回到基極開路時的擊穿電壓。增益大時，三極管中產(chǎn)生雪崩擊穿，此耐壓值低。
三極管中產(chǎn)生雪崩注入條件：電場應(yīng)力，正向偏置熱不穩(wěn)定性。
MOSFET關(guān)斷時溝道漏極電流減小，感性負(fù)載使VDS升高，以維持ID電流的恒定，ID電流由溝道電流和位移電流組成。位移電流是體二極管耗盡層電流，和dV/dT成比例。VDS升高和基極放電、漏極耗盡層充電速度相關(guān)。漏極耗盡層充電速度和電容Coss、ID相關(guān)。ID越大，VDS升高越快。漏極電壓升高，體二極管雪崩產(chǎn)生載流子，全部ID電流雪崩流過二極管，溝道電流為0。
很多的工程師問這樣的一個問題：如果說UIS的雪崩損壞時電壓通常會達到耐壓值的1.2~1.3倍，可以明顯看到電壓有箝位，通俗說法就是波形砍頭，那么對于100V的器件工作在105V或者110V是否安全？如上所述，100V的器件加上110V的電壓不會損壞，那么安全的原則是什么呢？
對于設(shè)計工程師來說，所要求的就是在最極端的條件下設(shè)計的參數(shù)有一定的裕量，也就是從設(shè)計的角度來說保持系統(tǒng)的安全和可靠性，永遠(yuǎn)都排在最優(yōu)先的位置。因此筆者建議的原則是：在動態(tài)的極端條件下瞬態(tài)的電壓峰值不要超過MOSFET的額定值。
問題7：MOSFET在放大區(qū)有負(fù)溫度系數(shù)效應(yīng)，所以容易產(chǎn)生熱點，這是否就是MOSFET的二次擊穿，不同工藝產(chǎn)品是否不同？但是，看資料MOSFET的RDS(on)是正溫度系數(shù)效應(yīng)，不會產(chǎn)生二次擊穿，這一點一直都沒有了解過，能否指點一下，后面再請教詳細(xì)情況。回復(fù)：平面工藝和Trench工藝的MOSFET都有這個特點，這是MOSFET固有特性。RDS(on)的正溫度系數(shù)效應(yīng)是在完全導(dǎo)通的穩(wěn)態(tài)的條件才具有這樣的特性，可以實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)的電流均流。
MOSFET在動態(tài)開通的過程中會跨越負(fù)溫度系數(shù)區(qū)進入到完全開通的正溫度系數(shù)區(qū)；在關(guān)斷過程中跨越完全開通的正溫度系數(shù)區(qū)進入負(fù)溫度系數(shù)區(qū)。只是因為平面工藝的單元密度非常小，產(chǎn)生局部過流和過熱的可能性小，因此熱平衡好，相對的動態(tài)經(jīng)過負(fù)溫度系數(shù)區(qū)時抗熱沖擊好。通常在設(shè)計過程中要快速的通過此區(qū)域，減小熱不平衡的產(chǎn)生。
問題8：關(guān)于寄生二極管和三極管，如下理解是否正確？下圖中，S極并沒有和P型層直接接觸，那么就不存在寄生二極管，只有寄生三極管。但是這個三極管很容易誤導(dǎo)通，所以將P型層也直接連到S級，以消弱三極管效應(yīng)。那么此時就體現(xiàn)為明顯的寄生二極管？回復(fù)：是的，上述的理解正確，目前功率MOSFET的S極都和P＋連接在一起，很少用圖中這樣不連接的結(jié)構(gòu)。主要的原因在于：對于內(nèi)部寄生的三極管，S極和P＋連接在一起相當(dāng)于基級和發(fā)射級短路，不連接在一起相當(dāng)于開路，由于三級管的VCBO>>VCEO，從而提高功率MOSFET的耐壓，這樣的內(nèi)部連接也導(dǎo)致內(nèi)部的寄生二極管功能連接到外部電路。
問題9：關(guān)于米勒電容Crss，在文檔MOSFET的動態(tài)參數(shù)中，有公式如下參考圖片，Crss電容是柵極通過氧化層對漏極的電容，對于開關(guān)過程，在第2階段，溝道打開后，Ciss為什么增加了，是什么原因？另外，AON6450規(guī)格書上的測試條件是VDS=50V的情況，這個測試的條件基于什么原因？是否可以給出其它條件下的電容值？
回復(fù)：Ciss增加的原因是Crss增加，圖中器件導(dǎo)通后，Wdep減小，Crss就增加。對于100V的器件，比如AON6450，由于在米勒平臺區(qū)，極限的情況VGD將從100V降到10V以內(nèi)。Coss、Crss都是動態(tài)電容，容值隨著VDS而變化，而且不是線性關(guān)系。數(shù)據(jù)表中所采用的測試條件，是行業(yè)通常采用的標(biāo)準(zhǔn)，以50%的VDS測試。數(shù)據(jù)表中提供了電容曲線，可以查到80%或100%的數(shù)據(jù)。
問題10：功率MOSFET的SOA曲線如何得到的，可以用來作為設(shè)計的安全標(biāo)準(zhǔn)嗎？回復(fù)：任何一家公司的SOA曲線上，主要有3部分組成：電阻限制區(qū)、幾條由脈沖功率限制的電流電壓直線和最大電壓直線。最大電壓值就是數(shù)據(jù)表中的額定值。幾條由脈沖功率限制的電流電壓直線，實際上是計算值，就是基于數(shù)據(jù)表中的瞬態(tài)熱阻、導(dǎo)通電阻以及最大的允許結(jié)溫計算得到的，而且都是基于TC=25度，TC代表的是封裝裸露銅皮的溫度，在實際應(yīng)用中，TC的溫度遠(yuǎn)高于25度，因此，SOA曲線是不能用來作為設(shè)計的驗證標(biāo)準(zhǔn)。
問題11：VGS大于VGS(th)時MOSFET導(dǎo)通，MOSFET剛進入米勒平臺，是否就算達到了飽和？如果是這樣，此時停止向G極供電，假定忽略柵極氧化層的漏電，這時VDS會一直維持比較高壓降嗎？感覺有點不可思議，因為其飽和以后，RDS(on)已經(jīng)降了下來。如果說沒有飽和，也感覺說不過去，RDS(on)和VGS有關(guān)，達到10V以后，RDS(on)已經(jīng)很小了，壓降也應(yīng)該降下來。如果說壓降自動會降下來，那不是說米勒平臺后期的充電沒有什么用？回復(fù)：VGS大于VGS(th)時MOSFET開始導(dǎo)通，此時電流非常小，從開通到其剛進入米勒平臺，MOSFET都工作在放大區(qū)，而且器件都沒有完全導(dǎo)通，此時MOSFET導(dǎo)通電阻非常大，D極的電壓由整個MOSFET承受，因此電流較小，電流乘上電阻也等于VDS值，也就是D、S極所加的電源電壓值。
MOSFET工作在線性區(qū)時，和線性電壓調(diào)節(jié)器也就是LDO，如LM7805的工作原理相同，如：當(dāng)輸入電壓為10V，輸出5V，壓降就是5V；輸入電壓12V，輸出還是5V，壓降是7V，MOSFET相當(dāng)于調(diào)節(jié)管，輸入電壓和輸出電壓的差值，都由MOSFET來承擔(dān)。到了米勒平臺區(qū)，電流為系統(tǒng)的最大電流，電流不能再增加，那么，VDS的電壓開始下降，即使是VDS的電壓下降一點點，所產(chǎn)生的電壓變化率也非常大，因此驅(qū)動回路的電流，將全部被米勒電容Crss所抽取，此時就看到了所謂的米勒平臺，VDS的電壓在一定的時間內(nèi)維持一個穩(wěn)定的值，直到VDS完全下降到最小值，VDS的電壓變化率為0時才結(jié)束米勒平臺區(qū)。
問題12：（1）請教一個AO3401A的問題：現(xiàn)在使用AO3401A的導(dǎo)通電阻RDS(on)作為隔離電阻，用來緩沖熱插入移動硬盤的瞬間沖擊電流，防止瞬間把主機芯電壓拉低，電路圖如下，5V_USB是插移動硬盤的地方， 5V_Normal來自主機芯電壓。將VGS設(shè)計在固定的-1.6V左右，此時的RDS(on)大約在100mΩ左右，插上移動硬盤瞬間的沖擊電流由原來的9A下降到了5A左右，沖擊電流持續(xù)時間80微秒左右，效果很明顯，移動硬盤正常工作時電流約300mA。如果將VGS設(shè)計在-2.5V左右，RDS(on)只有幾十mΩ，對沖擊電流的抑制作用不大。這個電路的設(shè)計原則是什么？回復(fù)：VGS=-1.6V時，可以保證MOSFET導(dǎo)通，注意要考慮電阻阻值的分散性，在最差的條件下，如果使用電阻的精度為10％，VGS電壓絕對值：1.3 1.6*20%=1.64V，MOSFET仍然可以工作。如果電阻的精度為15％，考慮到MOSFET的VGS(th)電壓的分散性，在一定的條件下如低溫時，MOSFET就有可能不工作，而且VGS(th)電壓是負(fù)溫度系數(shù)，溫度越低，其值越大。
驅(qū)動電壓的穩(wěn)定值要結(jié)合輸入電壓最低值和分壓電阻值的精度、VGS(th)以及其溫度系數(shù)等最極端的條件，來選擇合適的分阻電阻的分壓比，保證系統(tǒng)的設(shè)計要求。PCB布板設(shè)計時，S和D都用大的銅皮連接。如果是多層板，在每層都放上相應(yīng)大小的的銅皮，用多個10-15mil的過孔連接散熱。
（2）AO3401的VGS(th)規(guī)格書中標(biāo)的可以到-1.3V，設(shè)置VGS=-1.6V，電壓絕對值大于-1.3V，是否該MOSFET正常導(dǎo)通，應(yīng)該沒有問題吧？現(xiàn)在損耗并不是考慮的問題，0.03V的RDS(on)的壓降對系統(tǒng)沒有任何影響。原來使用一個0.1歐姆的氧化膜電阻來做隔離的，但是該電阻體積太大，用這個電路的目的就是想替換這個電阻。這個電路中MOSFET是在電視機開機后一直導(dǎo)通的，MOSFET一直導(dǎo)通的狀態(tài)下來插入移動硬盤的，而不是插入移動硬盤后再打開MOSFET的，所以覺得調(diào)節(jié)R45/R46/C18的值不能起到降低沖擊電流的作用。希望利用MOSFET的恒流區(qū)特性來降低沖擊電流，如果把VGS調(diào)整到-2.5V以上，對沖擊電流的限制作用就非常小了，只能從9A降到8A左右，這樣的做法對MOSFET來說會有問題嗎？???????????????????????
回復(fù)：上面的電路是利于MOSFET在開通過程中，較長時間工作在線性區(qū)（放大區(qū)，也就是恒流區(qū)），從而控制上電時瞬態(tài)大負(fù)載，如熱插撥移動硬盤，因為硬盤帶有較大的容性負(fù)載，切入瞬間形成較大的浪涌電流。如果MOSFET已經(jīng)導(dǎo)通，后面再插入移動硬盤這樣的大容性負(fù)載，浪涌電流主要由輸出端的大電容來提供，因此MOSFET無法限制浪涌電流。
MOSFET工作在線性區(qū)時電阻遠(yuǎn)大于完全導(dǎo)通的電阻，因此也可以理解為用電阻抑止浪涌電流。通常這種負(fù)載開關(guān)電路設(shè)計時，分壓電阻是為了防止VGS的最大電壓超過額定的最高電壓，串聯(lián)在G極的電阻調(diào)節(jié)MOSFET的開通速度。在保證要求的開通速度條件下，VGS不能超過最大額定電壓時，可以適當(dāng)提高電阻值，這樣在正常的工作狀態(tài)下，MOSFET完全導(dǎo)通后，減小產(chǎn)生的靜態(tài)損耗。
（3）在AO3401規(guī)格書的第1頁有寫operation with gate votages as low as 2.5V，是否是要求G極電壓必須大于2.5V?VGS必須小于-2.5V？設(shè)計VGS=-1.6V有沒有問題？如果繼續(xù)加大VGS到-1V呢？是不是VGS的大小沒有關(guān)系，只要保證RDS(on)產(chǎn)生的功耗不要導(dǎo)致MOSFET過熱就行，是否正確？回復(fù)：不能那么認(rèn)為，這句話的含義是：AO3401可以工作在VGS＝-2.5V，此時導(dǎo)通電阻約為120mOhm。如果VGS電壓太小，低于閾值電壓VGS(th)，AO3401可能無法完全開通，無法正常工作。還是建議將VGS設(shè)計在-2.5V以上，如-3.5V左右，通過調(diào)節(jié)（增加）R45/46和C18來降低沖擊電流。
問題13：使用如下電路，用CPU的GPIO口直接控制一個MOSFET管，MOSFET作為后端負(fù)載的開關(guān)，這種應(yīng)用有什么風(fēng)險？回復(fù)：檢查VCC以及MR34/MR35分壓后的電壓值VGS，VGS絕對值要比MQ1的VGS(th)高才能保證MOSFET完全打開，否則后面的系統(tǒng)可能不工作；同時檢查GPIO口的驅(qū)動能力，是否滿足驅(qū)動的要求。如果很小，最好用GPIO口驅(qū)動一個三極管的B極，三極管的集電極C下拉MOSFET的G極。
由實際的浪涌電流再調(diào)整MC11值，以及MR34/MR35值。在PCB設(shè)計時，MQ1的D，S用大銅皮連接，如果多層板，在多個層放銅皮，用多個過孔分別進行連接。
問題14：想請教一個有關(guān)MOSFET的關(guān)斷時D、S電壓振蕩的問題，在同一個電路上測試了兩個不同廠商的30V的MOSFET，得到了關(guān)斷時不同的VDS電壓波形，如下圖。可以看到器件1的尖峰較高，但是振蕩抑制的很快；器件2的尖峰較低，但是振蕩抑制的較慢。因為是在同一塊PCB上測量的，所以電路的寄生電感，電阻等參數(shù)是不變的，現(xiàn)在只有器件不同。這種尖峰是電路上的寄生電感和MOSFET的電容諧振引起，但是不明白具體是這兩個器件哪個參數(shù)的差別，會使得這種振蕩表現(xiàn)這么不同。是否能夠從器件數(shù)據(jù)的某些參數(shù)對比來選擇一款實際應(yīng)用峰值較低，振蕩又能快速消除的MOSFET？?????????????????????????????
回復(fù)：這樣的振蕩波形，對于一個電源的工程師來說，經(jīng)?？吹?，在這里首先談一下測量方法的問題：
（1）如同測量輸出電壓的紋波一樣，所有工程師都知道，要去除示波器探頭的帽子，直接將探頭的信號尖端和地線接觸被測量位置的兩端，減小地線的環(huán)路，從而減小空間耦合的干擾信號。
（2）帶寬的問題，測量輸出電壓紋波的時候，通常用20MHZ的帶寬，但是，測量MOSFET的VDS電壓時候，用多少帶寬才是正確的測量方法？事實上，如果用不同的帶寬，測量到的尖峰電壓的幅值是不同的。
具體原則是：①確定被測量信號的最快上升Tr和下降時間Tf；②計算最高的信號頻率：f=0.5/Tr，Tr取測量信號的10%~90%；f=0.4/Tr，Tr取測量信號的20%~80%；③確定所需的測量精確度，然后計算所需的帶寬。
在上圖波形中，被測量信號最快的下降時間為2ns（10%~90%），判斷一個高斯響應(yīng)示波器在測量被測數(shù)字信號時所需的最小帶寬：f=0.5/2ns=250MHz。若要求3%的測量誤差：所需示波器帶寬=1.9*250MHz=475MHz；若要求20%的測量誤差：所需示波器帶寬=1.0*250MHz =250MHz。因此，決定示波器帶寬的重要因素是：被測信號的最快上升時間。注意：示波器的系統(tǒng)帶寬由示波器帶寬和探頭帶寬共同決定。
高斯頻響的系統(tǒng)帶寬：( 示波器帶寬2 探頭帶寬2)1/2/2
最大平坦頻響系統(tǒng)帶寬：min(示波器帶寬，探頭帶寬)
VDS的振蕩波形由PCB寄生回路電感和MOSFET的寄生電容形成高頻諧振而產(chǎn)生的，在寄生電感值一定的條件下，寄生電容越小，振蕩的頻率越高，幅值也越高，同時振蕩的幅值和回路的初始電流值相關(guān)。
特別注意的是：寄生電容Coss不是線性的，隨著電壓的增大而減小，因此可以的看到波形振蕩的頻率并不是固定的。VDS的高頻振蕩是無法消除的，增加Coss或在D、S極外部并聯(lián)電容，可以降低振蕩的頻率和幅值，Snubber電路也是利用這個原理，抑制電壓的尖峰。
問題15：功率MOSFET的耐壓為什么是正溫度系數(shù)？溫度高，功率MOSFET的耐壓高，那是不是表明MOSFET對電壓尖峰有更大的裕量，MOSFET更安全？回復(fù)：隨著溫度的升高，晶格的熱振動加劇，致使載流子運動的平均自由路程縮短。因此，在與原子碰撞前由外加電場加速獲得的能量減小，發(fā)生碰撞電離的可能性也相應(yīng)減小。在這種情況下，只有提高反向電壓，進一步增強電場才能發(fā)生雪崩擊穿，因此雪崩擊穿電壓隨溫度升高而提高，具有正的溫度系數(shù)。
MOSFET耐壓的測量基于一定的漏極電流，溫度升高時，為了達到同樣的測量漏極電流，只有提高電壓，表面上看起來，測量的耐壓提高了。但是MOSFET損壞的最終原因是溫度，更多時候是局部的過溫，導(dǎo)致局部的過熱損壞，在整體溫度提高的條件下，MOSFET更容易發(fā)生單元的熱和電流不平衡，從而導(dǎo)致?lián)p壞。
問題16：使用下圖的電路，進行不同電平信號間的轉(zhuǎn)換，VCC_SIM=5V，SIM_DATA、SIM_CARD_I/O屬于I/O雙向傳輸。SIM_DATA為輸入信號，可以理解：SIM_DATA為高時，Q7截止，SIM_CARD_I/O接收為5V信號；SIM_DATA為低時，Q7導(dǎo)通，SIM_CARD_I/O接收為低電平信號。當(dāng)SIM_DATA為輸出信號時，如何理解SIM_CARD_I/O輸入為低電平信號？??? 回復(fù)：功率MOSFET的電流可以從D到S，也可從S到D，只是從S到D是不可控的，此時體內(nèi)寄生的二極管導(dǎo)通。當(dāng)功率MOSFET作同步整流管時候，通常也是寄生二極管先導(dǎo)通，然后柵極信號驅(qū)動MOSFET的導(dǎo)通：溝道導(dǎo)通，用以減小導(dǎo)通損耗。
SIM_DATA為輸出信號時，SIM_CARD_I/O為低電平，Q7體內(nèi)寄生二極管導(dǎo)通，信號SIM_DATA也拉低，接收低電平信號。SIM_CARD_I/O輸出高電平5V時，Q7體內(nèi)寄生二極管截止，信號SIM_DATA上拉到3.3V，接收高電平信號。
問題17：超結(jié)型高壓功率MOSFET的UIS雪崩能力為什么比平面工藝低？回復(fù)：超結(jié)結(jié)構(gòu)穿透到底部的P區(qū)，增加工藝的復(fù)雜程度，很難完全控制中間耗盡層和橫向電場的對稱性，容易發(fā)生局部的電場集中。
問題18：功率MOSFET的損壞模式有那些？如何判斷MOSFET的損壞方式？回復(fù)：主要有ESD、過壓、過流和過溫的損壞，參考文獻：開關(guān)電源中功率MOSFET損壞模式及分析，電子技術(shù)應(yīng)用：2013.3
問題19：功率MOSFET的數(shù)據(jù)表中dv/dt為什么有二種不同的額定值？如何理解體二極管反向恢復(fù)特的dv/dt？回復(fù)：在反激電源中，原邊主開關(guān)管關(guān)斷過程中，VDS的波形從0開始增大，因此產(chǎn)生一定的斜率dv/dt，同時產(chǎn)生電壓尖峰，就是寄生回路的電感和MOSFET的寄生電容振蕩形成的。這個dv/dt會通常通過米勒電容耦合到柵極，在柵極上產(chǎn)生電壓，如果柵極電壓大于閾都電壓，MOSFET會誤導(dǎo)通產(chǎn)生損壞，因此要限制MOSFET關(guān)斷過程中的dv/dt。
另一種情況就是在LLC、半橋和全橋電路，以及同步BUCK的下管，當(dāng)下管關(guān)斷后下管的寄生二極管先導(dǎo)通續(xù)流，然后對應(yīng)的上橋臂的上管開通，二極管在反向恢復(fù)過程中也會產(chǎn)生dv/dt的問題。通常二極管反向恢復(fù)的dv/dt額定值，遠(yuǎn)小于MOSFET本身的dv/dt額定值。
二極管在反向恢復(fù)過程中，如果存儲的電荷沒有完全清除，二極管也就是下管是不能承受壓降的，下管相當(dāng)于短路，那么在上管開通的過程，電源的電壓就只能加在回路的雜散電感上：下管短路，輸入電流要急劇增加，回路的雜散電感將限制電流增加，因此電源的電壓就只能加在回路的雜散電感上，這個過程持續(xù)時間越長，短路電流沖擊越大，MOSFET就可能在二極管的反向恢復(fù)過程中發(fā)生損壞。至于損壞的是上管還是下管，取決于那個功率的抗沖擊能力強。參考文獻：理解功率MOSFET體二極管反向恢復(fù)特性，今日電子：2012.11
問題20：AOD2922用于BOOST電路LED背光驅(qū)動器，發(fā)現(xiàn)其中有一顆MOSFET失效，G、D、S短路，繼續(xù)工作一些時間后，D、S又變成開路，為什么？回復(fù)：開始的失效發(fā)生在硅片內(nèi)部，應(yīng)該是內(nèi)部D、G擊穿，從而導(dǎo)致G、D、S短路，繼續(xù)工作一些時間后，由于大電流的沖擊，導(dǎo)致S和硅片的連線熔化燒斷開，因此，D、S開路。
問題21：在應(yīng)用中會存在米勒平臺掉溝的現(xiàn)象，這個掉到開啟電壓以下是否存在風(fēng)險？回復(fù)：如果是反激單管工作，DCM沒有影響，如果是反激的CCM，系統(tǒng)容易不穩(wěn)定，影響MOSFET的安全性。如果是PFC的多管并聯(lián)工作，那么MOSFET在開通過程不能很好的均流，損壞的風(fēng)險很大。
問題22：在一些應(yīng)用中常用幾個MOSFET并聯(lián)擴流或散熱，當(dāng)用有保護的電源調(diào)試系統(tǒng)時不小心電路出了問題時通常只會燒一個管，如何判斷是那個MOSFET損壞？回復(fù)：用萬用表打在電阻擋，檢測每個MOSFET的D-G的電壓，紅筆接D，電阻最小的那個MOSFET就是損壞的那個。
問題23：480W的隔離電源模塊中，是原邊全橋整流管。模塊輸入電壓51V~56VDC，額定輸出10.8V，48A。這次壞掉的是一個橋臂上的兩顆管子。在應(yīng)用時因為外圍電路異常造成二次側(cè)電流反灌到原邊整流管，電流從Source流向Drain的狀態(tài)。結(jié)合FA報告中的Source面上的燒毀痕跡，原因分析是電流的EOS，能否證明是因為電流從S往D流動造成source燒掉？回復(fù)：對于同步整流，輸出的反灌電流是最惡劣的一種條件，在設(shè)計的過程中要盡可能的減小輸出的反灌。
（1） 輸出反灌形成輸出整流管的雪崩，導(dǎo)到輸出同步的整流管損壞，取決于輸出同步的整流管的雪崩能力，以及反灌電流形成的負(fù)向電流的大小。
（2）輸出反灌電流會影響原邊MOSFET工作。
當(dāng)輸出形成反向電流的時候，若Q1、Q2是一個半橋臂，Q1為上管，Q2為下管；Q3、Q4是另外一個半橋臂，Q3為上管，Q4為下管；若不是全橋移相軟開關(guān)而是PWM硬開關(guān)工作，由于輸出是反向電流，因此當(dāng)Q1、Q4導(dǎo)通前，電流從Q1、Q4二極管中流過；當(dāng)Q1/4導(dǎo)通后，會從Q1、Q4溝道流過。當(dāng)副邊輸出電感的能量足夠大時，其原邊電流不足以反向，因此Q1、Q4關(guān)斷后電流還得從Q1、Q4二極管中流過，經(jīng)過死區(qū)時間后，Q2、Q3導(dǎo)通。此時由于Q1、Q4二極管中流過電流時間長，電流也比較大，而且死區(qū)時間短，對于一些MOSFET的二極管，反向恢復(fù)的時間不是夠的，就是Q1、Q4體二極管電荷沒有完全恢復(fù)，這時Q2、Q3導(dǎo)通，就會導(dǎo)致上下橋臂直通直到損壞。
至于損壞的是上橋還是下橋，那就看那個管子承受短路的能力更強。是損壞原邊還是副邊，也看那邊管子的能力更強。
?-- 對于副邊，是大電流關(guān)斷后的電壓雪崩。
?-- 對于原邊，是二極管反向恢復(fù)上下橋直通形成大電流損壞。
通常二極管也是負(fù)溫度系數(shù)，其導(dǎo)致?lián)p壞和開通時過線性區(qū)熱量的積累導(dǎo)致的損壞形態(tài)比較接近，對應(yīng)著二極管沒有完全恢復(fù)的MOSFET形態(tài)。因些對于這個例子，最好的辦法，從設(shè)計角度來說還是減小輸出反灌電流。從器件來說，提高原邊MOSFET的體二極管的反向恢復(fù)特性，可以提高原邊器件的安全性，最終的方法還是控制輸出反灌電流，才能真正保持系統(tǒng)安全性。
問題24：MOSFET的電壓測量時候電流是250uA，而數(shù)據(jù)表中IDSS電流只有幾個uA，為什么？回復(fù)：IDSS電流小，表明實際的漏電流小于測試規(guī)范的要求，因此是合格的。
問題25：MOSFET損壞后，阻抗變?yōu)橐粋€中間值，有時工作有時不工作，為什么？回復(fù)：通常MOSFET損壞后，如果電源沒有電流保護，經(jīng)過更大的電流沖擊導(dǎo)致內(nèi)部的金屬線熔化汽化，系統(tǒng)不工作后MOSFET冷卻下來，熔化汽化的金屬凝固，局部的區(qū)域連通形成較大的阻抗。MOSFET通電工作后，這些局部的連通區(qū)域又?jǐn)嚅_，MOSFET停止工作。有時也會出現(xiàn)這樣的現(xiàn)象：冷卻凝固后內(nèi)部的金屬斷開，通電后金屬熔化又導(dǎo)致內(nèi)部區(qū)域連通。
問題26：測試高壓MOSFET體內(nèi)二極管的反向恢復(fù)時，IF越低，Qrr越大，電壓尖峰越高，為什么？回復(fù)：在MOSFET的體二極管導(dǎo)通時，電荷在PN結(jié)積累，當(dāng)二極管開始承受阻斷電壓時，這些電荷將被清除。如果IF低，PN結(jié)積累的電荷水平低，清除的速度快，dv/dt就大，C*dv/dt的偏移電流就大。測試的Qrr包括真正的Qrr以及C*dv/dt相關(guān)的少子，因此測試的Qrr在IF低時就越大。
問題27：客戶用一個外部信號控制PMIC的管腳ID，PMIC由電池供電，ID管腳內(nèi)部由10M的電阻上拉后接到電池，當(dāng)外部信號為0時，300K外部電阻要接到ID管腳；當(dāng)外部信號為1時，300K外部電阻和ID管腳斷開，如何實現(xiàn)？回復(fù)：使用二個AON1605，如圖，R1為PMIC的ID管腳內(nèi)部上拉電阻，R2為外部的300K電阻，V_driver為外部的控制信號，V_driver為0時，Q2關(guān)斷，Q1導(dǎo)通，ID由300K電阻下拉接到地。V_driver為1時，Q2導(dǎo)通，Q1關(guān)斷，ID由內(nèi)部10M電阻上拉接到電池，此時R3產(chǎn)生靜態(tài)損耗。R3越大，功耗越小。Q1導(dǎo)通時，Q1的S極電壓：3.8V*300K/(10M 300K) =0.11V。
問題28：請問功率MOSFET電容的溫度系數(shù)是正溫度系數(shù)還是負(fù)溫度系數(shù)？回復(fù)：功率MOSFET的電容在正常的溫度范圍內(nèi)<500K時，不隨溫度的變化而變化，特別是Ciss，Cgs和Crss(Cgd)。
Coss(Cds Cgd)由MOSFET的Cgd和PN結(jié)電容二者組成，如果溫度太高，接近硅的本征溫度，本征半導(dǎo)體載流子的濃度增加非常多，PN結(jié)的電容將增加，溫度從300K增加到600K的仿真結(jié)果如圖。
問題29：圖中上端的功率MOSFET管Q3使用這種背靠背二極管的P管的結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)有什么優(yōu)點和缺點？是不是這種結(jié)構(gòu)不存在體二極管？回復(fù)：這種結(jié)構(gòu)沒有什么特別，平面工藝，N和P都容易做，主要是驅(qū)動簡單，單芯片設(shè)計就簡單了許多。MOSFET的結(jié)構(gòu)都有這二個背靠背的二極管，用平面橫向的MOSFET結(jié)構(gòu)，二個體寄生二極管在內(nèi)部沒有引出；用VDMOS結(jié)構(gòu)，源極和P區(qū)不連接，寄生二極管也不會連出來。
問題30：功率MOSFET標(biāo)稱的VGS(th)最小值為0.4V，是指所有情況嗎，還是溫度高了還有可能更加低？回復(fù)：測量的條件是25C，250uA電流，溫度越高，VGS(th)值會越低。
問題31：VDS超過最大額定電壓，但通過的電流很小，會使MOSFET損壞嗎？回復(fù)：不會。
問題32：外封裝對結(jié)電容、開關(guān)時間影響有多大？回復(fù)：封裝的主要影響是引線產(chǎn)生的寄生電感和電阻，對電容影響非常小。
問題33：如果驅(qū)動電阻調(diào)大，開關(guān)速度變慢，Eoss會有變化嗎？回復(fù)：Eoss是Coss的儲能，在硬開關(guān)的開通過程中放電消耗掉，和RG沒有關(guān)系，RG影響開關(guān)損耗。
問題34：超結(jié)結(jié)構(gòu)和普通VDMOS比起來，Coss會高很多嗎？同普通Trench MOSFET相比，SGT降低Crss，但是會增加Cds，那Coss是變好還是變差了呢？回復(fù)：超結(jié)結(jié)構(gòu)功率MOSFET的Coss在高偏壓時，比普通VDMOS小很多。相對而言，Coss的值比較大，SGT額外產(chǎn)生的Cds，對Coss增加比例非常小。
問題35：高壓應(yīng)用場合計算開通損耗時，VDS一般在四五百伏，計算關(guān)斷損耗時VDS應(yīng)該比較小，二者通過數(shù)據(jù)表查出來的Crss差距比較大，或者說開通、關(guān)斷損耗計算按照整個開關(guān)過程中的電壓平均值或者有效值查找Crss？回復(fù)：開通時，VDS電壓從高壓VDD到0V；關(guān)斷時，VDS電壓從0V到VDD，電壓變化基本一樣，只是米勒平臺的電流不一樣，米勒平臺電壓也不一樣，二者會有差別。另外，開通、關(guān)斷的驅(qū)動回路不一樣，也會有差別。
問題36：開通損耗和關(guān)斷損耗計算時，Ciss和Crss分別一樣嗎，都是通過數(shù)據(jù)表查找出VDS=VDD時對應(yīng)的值嗎？還是計算開通損耗時，選擇VDS=VDD的電容值，計算關(guān)斷損耗時，選擇VDS=ID*RDS(on)對應(yīng)的電容值？回復(fù)：Ciss隨電壓的變化影響不大，Crss隨電壓變化影響非常大，計算時只能做工程簡化，關(guān)斷過程和開關(guān)過程電容可以用同樣的值，具體定義請看公共號中功率MOSFET的電容的相關(guān)文章。
問題37：降低米勒平臺電壓值會有什么影響？超結(jié)結(jié)構(gòu)的功率MOSFET設(shè)計中，反而不刻意追求快速開關(guān)？回復(fù)：降低米勒平臺電壓值，可以減小開通損耗，但會提高關(guān)斷損耗。超結(jié)結(jié)構(gòu)的功率MOSFET由于速度太快，通常會在G極的驅(qū)動端電容、電阻降低開關(guān)速度，減小G極的震蕩，同時控制dv/dt，極端的情況，甚至在G、D之間加電容。
問題38：（1）用小電感大電流時，線路上的雜散電感和等效直流電阻都會引起雪崩測量偏差嗎？（2）FT用小電感是為了測試效率，小電感測試時Eas比大電感時低的原因是什么？（3）如果標(biāo)稱的是能量，是不是根據(jù)能量大小就可以評估雪崩耐量而不需要去考慮用的電感量呢？回復(fù)：（1）如果線路的雜散電感和測量所用的電感相比非常小，影響可以忽略，否則就要考慮雜散電感的影響。（2）小電感測量時上升的速度快、電流大，發(fā)生雪崩前器件熱量由于熱容的影響不容易耗散，器件的瞬態(tài)溫度非常高，因此雪崩能量降低。電感值越大，電流上升的時間慢，發(fā)生雪崩前器件熱量相對的耗散更多，因此雪崩能量大。電感值越大，測試時間就越長，拉低生產(chǎn)效率。（3）不能，仍然要考慮電感值的影響。
問題39：輸出電容越大，Eas性能會越好，但實際上也需要輸出電容小，這兩者是不可調(diào)和的矛盾嗎？回復(fù)：輸出電容只是表象，不是真正的原因，同樣的技術(shù)平臺，輸出電容越大，表明硅片的尺寸越大，相對的雪崩能量更大。除了輸出電容，功率MOSFET的結(jié)構(gòu)，比如加場板、場環(huán)以及工藝特點等許多其它因素，對雪崩能量也會有很大的影響。
問題40：開關(guān)電源經(jīng)常會遇到雪崩情況，如同步整流能量反灌，如何確定功率MOSFET不壞？回復(fù)：輸出電壓低如5V以下問題不大，輸出電壓高如12V、19V就會產(chǎn)生問題，從二個方面保證：輸出加反向電流檢測，限制反灌電流的大?。皇褂醚┍滥芰繚M足要求的功率MOSFET。
問題41：如果每次測試雪崩，會不會造成MOSFET傷害？回復(fù)：由于測量值有較大的降額，正常的規(guī)范下測量不會有傷害。
問題42：線性區(qū)中的空穴電流由epi中耗盡層產(chǎn)生，那么這個空穴電流不是和截止?fàn)顟B(tài)時產(chǎn)生的漏電流一模一樣嗎？如果是一樣的話，截止?fàn)顟B(tài)下不會激活NPN那么線性狀態(tài)下也不會。回復(fù)：工作的條件不同，如果在截止?fàn)顟B(tài)將電壓提高到雪崩電壓，就會出現(xiàn)所說的情況。線性區(qū)電壓沒有到雪崩，但是流過大的電流，溫度和電子濃度高，加劇碰撞電離。
問題42：（1）MOSFET開通過程中，米勒平臺振蕩，如何計算有足夠的能量打開MOSFET，以避免振蕩發(fā)生？振蕩的原因是不是VGS在米勒平臺持續(xù)的時間不夠，VDS電壓沒有完全降下去，也就是ID的電流沒有完全導(dǎo)掉，VGS已經(jīng)停止給CGD充電，但ID有多余的電路，反而給CGD充電，重新拉回VGS，這個過程反復(fù)循環(huán)造成振蕩？回復(fù)：通常原因是VDS下降比較快，從CGD抽走電流超過了IG能提供的電流，導(dǎo)致VGS產(chǎn)生了下降，由于VGS正好處于MOSFET臨界開通的門檻電壓上，VGS輕微的下降會導(dǎo)致ID迅速變小，VDS的下降速率因此會變慢，這樣反過來減少CGD抽走的電流，于是VGS又開始上升，這樣就構(gòu)成了一個振蕩周期，寄生電感也參入振蕩的過程。
（2）實際應(yīng)用中推薦在G、S間加一個1uF左右電容，如果在G、D間加電容以增加VGS的續(xù)電流的時間，ID完全導(dǎo)掉，沒有多余的電流對CGD反向充電，應(yīng)該更容易避免振蕩。那么在G、S間加電容是什么原因呢？效果和在G、D間加電容一樣嗎，原理是什么？回復(fù)：由問題（1）的回答，振蕩的起源是從VGS的下降開始，增大CGS可以抵抗VGS的下降，因此可以有效抑制振蕩，但是缺點是會拉長開通時間，增加損耗。G、D加電容，可以減小電容CGD隨電壓非線性突變產(chǎn)生的振蕩。
（3）如何在電路設(shè)計中避免類似的振蕩的發(fā)生？可以計算嗎？如果可以計算，是否可以利用VGS上升的斜率大于VDS下降的斜率來避免振蕩發(fā)生？回復(fù)：選用開關(guān)速度較慢的MOSFET，G、D間加電容增大CGD，G、S間加電容增大CGS，但是會增加開關(guān)損耗。調(diào)整驅(qū)動能力，優(yōu)化RG，RG增大或減小都有可能，要根據(jù)實際情況調(diào)整。D、S間并聯(lián)snubber，也會增加損耗。
（4）開關(guān)損耗的計算公式中，T1-T2、T2-T3是變量嗎？會隨負(fù)載變化嗎？算出開關(guān)損耗，RG和Ciss又如何考慮？回復(fù)：開關(guān)損耗的時間隨負(fù)載、MOSFET參數(shù)、PCB設(shè)計、驅(qū)動等條件變化有很大區(qū)別，只能大致估算，如果能看到開關(guān)波形，根據(jù)波形計算是較為準(zhǔn)確的辦法。
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問題1：在功率MOSFET的應(yīng)用中主要考慮哪些參數(shù)？在負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用中，如?何計算其導(dǎo)通時間？PCB的設(shè)計?，銅箔面積開多大會比較好？D、S極的銅箔面??積大小是否需要一樣？有公式可以計算嗎？?回復(fù)：?MOSFET主要參數(shù)包括BVDSS，RDS(on)，Crss，Coss以及VGS(th)；同步BUCK變換器的下管、半橋和全橋電路，以及有些隔離變換器副邊同步整流管還要考慮內(nèi)?部二極管反向恢復(fù)等參數(shù)，要結(jié)合具體的應(yīng)用。下面波形為感性負(fù)載功率MOSFET開通的過程。
VGS(th)和VGP在功率MOSFET的數(shù)據(jù)表中可以查到，有些數(shù)據(jù)表中沒有標(biāo)出VGP，可以通過計算得到平臺的電壓值。產(chǎn)生開通損耗的時間段為t1-t2、t2-t3，t0-t1時間段不產(chǎn)生開通損耗但是會產(chǎn)生延時。?????????????????????????
在負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用中，要保證在t3時間后，輸出電容充電基本完成，就是電容的電壓基本等于輸入電壓，在這個過程中，MOSFEGT工作在線性區(qū)，控制平臺的電壓VGP，就相當(dāng)于控制了最大的浪涌電流，浪涌電流就不會對系統(tǒng)產(chǎn)生影響。因此導(dǎo)通時間要多長，由輸出的電容和負(fù)載的大小決定。
具體的計算步驟是：設(shè)定最大的浪涌電流Ipk，最大的輸出電容Co和上電過程中輸出負(fù)載Io。如果是輸出電壓穩(wěn)定后，輸出才加負(fù)載，則?。篒o=0。由下式可以算出輸出電容充電時間：負(fù)載開關(guān)的應(yīng)用通常在D、G極并聯(lián)外部電容，因此t2-t3時間遠(yuǎn)大于t1-t2，t1-t2可以忽略，因此可以得到：t=t2-t3，由公式可以求出D和G極并聯(lián)的外部電容值。然后由上面的值對電路進行實際的測試，以滿足設(shè)計的要求。
負(fù)載開關(guān)的穩(wěn)態(tài)功耗并不大，但是瞬態(tài)的功耗很大，特別是長時間工作在線性區(qū)會產(chǎn)生熱失效問題。因此PCB的設(shè)計，特別是貼片的MOSFET，要注意充分敷設(shè)銅皮進行散熱。在MOSFET的數(shù)據(jù)表中，熱阻的測量是元件裝在1平方英2OZ銅皮的電路板上。Drain的銅皮鋪在整個1平方英寸2OZ銅皮的電路板。實際應(yīng)用中，Drain的銅皮不可能用1平方英2OZ銅皮的電路板，只有盡可能的用大的銅皮來保證熱性能。具體的降額值可能值可以參見下圖。如果是多面板，最好D和S極對應(yīng)銅皮位置的每個層都敷設(shè)銅皮，用多個過孔連接，孔的尺寸約為0.3mm。
??????? SO8標(biāo)準(zhǔn)熱阻：RθJA=90C/W，RθJC=12C/W。 SO8銅皮封裝熱阻：RθJA=50C/W，RθJC=2.5C/W。
問題2：功率MOSFET的Qgs，Qgd，Ciss，Crss，Coss，tr和tf的關(guān)系？回復(fù)：如下圖，在一定的測試條件下，Qgs與Ciss相關(guān)，Qgd與Crss相關(guān)，Qg與Crss、Ciss都相關(guān)，驅(qū)動的電壓決定其最終的電荷值。Qgs和Qgd都是基于相關(guān)的電容的計算值。
上升和下降的延時和Crss、Ciss都相關(guān)，測量條件是阻性負(fù)載。如果是感性負(fù)載，電感電流不能突變，那么由于電感的續(xù)流，這個時間就和負(fù)載的特性相關(guān)。
上升延時tr：上升延時的定義是在MOSFET的開通過程中，VGS的電壓上升，從其10%值開始，到VDS下降到為10%VDS值為止。在開通的過程中，VGS上升米勒電容平臺前的時間由Ciss決定，米勒電容平臺的時間Crss由決定，過了米勒電容平臺到VDS下降到為10%VDS的時間又由Ciss決定。下降延時tf和tr定義類似。
問題3：AOD4126的數(shù)據(jù)表中，紅色標(biāo)注的ID、IDSM、IDM有什么區(qū)別？PD和PDM的值是否有標(biāo)錯？另外關(guān)于RθJA和RθJC，作為用戶要按照備注中的哪一項判定？對于同樣規(guī)格的MOSFET，雙通道和單通道相比，優(yōu)勢在哪里？是不是簡單的RDS(on)減半、ID加倍等參數(shù)合成？回復(fù)：MOSFET的數(shù)據(jù)表中，ID和IDSM都是計算值，ID是基于RθJC和RDS(on)以及最高允許結(jié)溫計算得到的，IDSM是基RθJA和RDS(on)以及最高允許結(jié)溫計算得到的，PD和PDM也是基于上述條件的計算值。
計算的時候取TC=25C，而實際應(yīng)用中很多時候TC超過100C，而且由于器件所用的散熱條件不一樣，在開關(guān)過程中還要考慮動態(tài)參數(shù)，所以基于電流降額選用MOSFET沒有意義，ID沒有實際的意義。
RθJA和RθJC是二個不同的熱阻值，具體的定義在數(shù)據(jù)表中有詳細(xì)的說明，數(shù)據(jù)表中的熱阻值都是在一定的條件下測量得到的，實際應(yīng)用過程中由于條件不同，得到的測量結(jié)果并不相同。
使用雙通道和單通道的MOSFET，要綜合考慮開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，RDS(on)不是簡單的減半，因為二個功率管并聯(lián)工作，不平衡性的問題永遠(yuǎn)存在，而且動態(tài)的開關(guān)的過程中容易產(chǎn)生動態(tài)的不平衡。如果不考慮開關(guān)損耗，僅僅考慮導(dǎo)通損耗，那么還是要對RDS(on)作一定的降額。
問題4：不同的測試的條件為影響MOSFET的數(shù)據(jù)表中的VGS(th)和BVDSS嗎？ATE是如何判斷的？回復(fù)：不同測試條件結(jié)果會不同，因此在數(shù)據(jù)表中會標(biāo)明詳細(xì)的測試條件，從而使測試結(jié)果具有可重復(fù)性。對于AET的測試，以VGS(th)為例，它和Igss相關(guān)，如AON6718L，當(dāng)G、S極加上最大20V電壓，VDS=0V，Igss小于100nA就表明通過測試。不同的公司ST、Fairchild、IR、Vishay等，可能使用不同的Igss，如IR1010使用200nA，IR3205使用100nA，目前行業(yè)內(nèi)使用100nA更通用。
BVDSS的測試條件：IDSS=250uA，VGS=0V，有些公司使用350uA、500uA甚至1mA，如果IDSS越大，BVDSS電壓值越高。
問題5：100V的MOSFET，VGS耐壓大概只能到30V。在器件處于關(guān)斷的時刻，VGD大概能到100V，是因為G、S極間的柵氧化層厚度比較厚，還是說壓降主要在沉底和飄移電阻上面？回復(fù)：G、S的電壓主要由柵氧化層厚度控制，G、D的電壓主要由外延層EPI 層厚度來控制，所以VGD耐壓高。
問題6：關(guān)于雪崩，下面描述是否正確？
（1）單純的一次過壓不會損壞MOSFET？回復(fù)：很多時候就是測1千片，或者1萬片，電壓高于額定的電壓值，MOSFET也不會損壞，功率MOSFET具有一定的抗雪崩能力。
（2）雪崩損壞MOSFET有兩種情況：一種是快速高功率脈沖，直接使寄生二極管產(chǎn)生較大雪崩電流，芯片快速加熱過溫?fù)p壞。另一種是寄生三極管導(dǎo)通，并發(fā)生二次擊穿？回復(fù)：是的，特別是新一代工藝的MOSFET，基本上是后一種損壞方式：寄生三極管導(dǎo)通。寄生三極管的導(dǎo)通，發(fā)生二次擊穿并不全是因為雪崩發(fā)生，還可能由于dv/dt過高的原因而導(dǎo)致。
（3）雪崩損壞都發(fā)生在VDS大于額定值的情況？回復(fù)：是的。但是在高溫條件下，一些大電流的關(guān)斷，可能在關(guān)斷過程中，發(fā)生寄生三極管導(dǎo)通而損壞，雖然看不到過壓的情況，但是作者仍然將其定義為雪崩UIS損壞。
（4）關(guān)于（2）中兩種情況，什么情況下傾向于第一種發(fā)生，什么情況下傾向于第二種發(fā)生？回復(fù)：如果單元非常一致，散熱非常好均勻、熱平衡好，第一種情況發(fā)生，早期的平面工藝有時候就會看到這種損壞模式?，F(xiàn)在新的工藝導(dǎo)致單元的密度越來越集中，產(chǎn)生的損壞通常用就是第二種。
體內(nèi)寄生三極管導(dǎo)通產(chǎn)生雪崩損壞，同時伴隨著體內(nèi)寄生三極管發(fā)生二次擊穿，此時集電極電壓在瞬態(tài)時間幾個n秒內(nèi)，減少到耐壓的1/2，原因在于內(nèi)部耗盡層載流子發(fā)生雪崩注入，電場電流密度很大，接近硅片臨界電場。電流大，電壓高，電場大，電離強，大量的空穴電流流過基區(qū)P體電阻RB，寄生三極管導(dǎo)通，集電極電壓快速返回到基極開路時的擊穿電壓。增益大時，三極管中產(chǎn)生雪崩擊穿，此耐壓值低。
三極管中產(chǎn)生雪崩注入條件：電場應(yīng)力，正向偏置熱不穩(wěn)定性。
MOSFET關(guān)斷時溝道漏極電流減小，感性負(fù)載使VDS升高，以維持ID電流的恒定，ID電流由溝道電流和位移電流組成。位移電流是體二極管耗盡層電流，和dV/dT成比例。VDS升高和基極放電、漏極耗盡層充電速度相關(guān)。漏極耗盡層充電速度和電容Coss、ID相關(guān)。ID越大，VDS升高越快。漏極電壓升高，體二極管雪崩產(chǎn)生載流子，全部ID電流雪崩流過二極管，溝道電流為0。
很多的工程師問這樣的一個問題：如果說UIS的雪崩損壞時電壓通常會達到耐壓值的1.2~1.3倍，可以明顯看到電壓有箝位，通俗說法就是波形砍頭，那么對于100V的器件工作在105V或者110V是否安全？如上所述，100V的器件加上110V的電壓不會損壞，那么安全的原則是什么呢？
對于設(shè)計工程師來說，所要求的就是在最極端的條件下設(shè)計的參數(shù)有一定的裕量，也就是從設(shè)計的角度來說保持系統(tǒng)的安全和可靠性，永遠(yuǎn)都排在最優(yōu)先的位置。因此筆者建議的原則是：在動態(tài)的極端條件下瞬態(tài)的電壓峰值不要超過MOSFET的額定值。
問題7：MOSFET在放大區(qū)有負(fù)溫度系數(shù)效應(yīng)，所以容易產(chǎn)生熱點，這是否就是MOSFET的二次擊穿，不同工藝產(chǎn)品是否不同？但是，看資料MOSFET的RDS(on)是正溫度系數(shù)效應(yīng)，不會產(chǎn)生二次擊穿，這一點一直都沒有了解過，能否指點一下，后面再請教詳細(xì)情況。回復(fù)：平面工藝和Trench工藝的MOSFET都有這個特點，這是MOSFET固有特性。RDS(on)的正溫度系數(shù)效應(yīng)是在完全導(dǎo)通的穩(wěn)態(tài)的條件才具有這樣的特性，可以實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)的電流均流。
MOSFET在動態(tài)開通的過程中會跨越負(fù)溫度系數(shù)區(qū)進入到完全開通的正溫度系數(shù)區(qū)；在關(guān)斷過程中跨越完全開通的正溫度系數(shù)區(qū)進入負(fù)溫度系數(shù)區(qū)。只是因為平面工藝的單元密度非常小，產(chǎn)生局部過流和過熱的可能性小，因此熱平衡好，相對的動態(tài)經(jīng)過負(fù)溫度系數(shù)區(qū)時抗熱沖擊好。通常在設(shè)計過程中要快速的通過此區(qū)域，減小熱不平衡的產(chǎn)生。
問題8：關(guān)于寄生二極管和三極管，如下理解是否正確？下圖中，S極并沒有和P型層直接接觸，那么就不存在寄生二極管，只有寄生三極管。但是這個三極管很容易誤導(dǎo)通，所以將P型層也直接連到S級，以消弱三極管效應(yīng)。那么此時就體現(xiàn)為明顯的寄生二極管？回復(fù)：是的，上述的理解正確，目前功率MOSFET的S極都和P＋連接在一起，很少用圖中這樣不連接的結(jié)構(gòu)。主要的原因在于：對于內(nèi)部寄生的三極管，S極和P＋連接在一起相當(dāng)于基級和發(fā)射級短路，不連接在一起相當(dāng)于開路，由于三級管的VCBO>>VCEO，從而提高功率MOSFET的耐壓，這樣的內(nèi)部連接也導(dǎo)致內(nèi)部的寄生二極管功能連接到外部電路。
問題9：關(guān)于米勒電容Crss，在文檔MOSFET的動態(tài)參數(shù)中，有公式如下參考圖片，Crss電容是柵極通過氧化層對漏極的電容，對于開關(guān)過程，在第2階段，溝道打開后，Ciss為什么增加了，是什么原因？另外，AON6450規(guī)格書上的測試條件是VDS=50V的情況，這個測試的條件基于什么原因？是否可以給出其它條件下的電容值？
回復(fù)：Ciss增加的原因是Crss增加，圖中器件導(dǎo)通后，Wdep減小，Crss就增加。對于100V的器件，比如AON6450，由于在米勒平臺區(qū)，極限的情況VGD將從100V降到10V以內(nèi)。Coss、Crss都是動態(tài)電容，容值隨著VDS而變化，而且不是線性關(guān)系。數(shù)據(jù)表中所采用的測試條件，是行業(yè)通常采用的標(biāo)準(zhǔn)，以50%的VDS測試。數(shù)據(jù)表中提供了電容曲線，可以查到80%或100%的數(shù)據(jù)。
問題10：功率MOSFET的SOA曲線如何得到的，可以用來作為設(shè)計的安全標(biāo)準(zhǔn)嗎？回復(fù)：任何一家公司的SOA曲線上，主要有3部分組成：電阻限制區(qū)、幾條由脈沖功率限制的電流電壓直線和最大電壓直線。最大電壓值就是數(shù)據(jù)表中的額定值。幾條由脈沖功率限制的電流電壓直線，實際上是計算值，就是基于數(shù)據(jù)表中的瞬態(tài)熱阻、導(dǎo)通電阻以及最大的允許結(jié)溫計算得到的，而且都是基于TC=25度，TC代表的是封裝裸露銅皮的溫度，在實際應(yīng)用中，TC的溫度遠(yuǎn)高于25度，因此，SOA曲線是不能用來作為設(shè)計的驗證標(biāo)準(zhǔn)。
問題11：VGS大于VGS(th)時MOSFET導(dǎo)通，MOSFET剛進入米勒平臺，是否就算達到了飽和？如果是這樣，此時停止向G極供電，假定忽略柵極氧化層的漏電，這時VDS會一直維持比較高壓降嗎？感覺有點不可思議，因為其飽和以后，RDS(on)已經(jīng)降了下來。如果說沒有飽和，也感覺說不過去，RDS(on)和VGS有關(guān)，達到10V以后，RDS(on)已經(jīng)很小了，壓降也應(yīng)該降下來。如果說壓降自動會降下來，那不是說米勒平臺后期的充電沒有什么用？回復(fù)：VGS大于VGS(th)時MOSFET開始導(dǎo)通，此時電流非常小，從開通到其剛進入米勒平臺，MOSFET都工作在放大區(qū)，而且器件都沒有完全導(dǎo)通，此時MOSFET導(dǎo)通電阻非常大，D極的電壓由整個MOSFET承受，因此電流較小，電流乘上電阻也等于VDS值，也就是D、S極所加的電源電壓值。
MOSFET工作在線性區(qū)時，和線性電壓調(diào)節(jié)器也就是LDO，如LM7805的工作原理相同，如：當(dāng)輸入電壓為10V，輸出5V，壓降就是5V；輸入電壓12V，輸出還是5V，壓降是7V，MOSFET相當(dāng)于調(diào)節(jié)管，輸入電壓和輸出電壓的差值，都由MOSFET來承擔(dān)。到了米勒平臺區(qū)，電流為系統(tǒng)的最大電流，電流不能再增加，那么，VDS的電壓開始下降，即使是VDS的電壓下降一點點，所產(chǎn)生的電壓變化率也非常大，因此驅(qū)動回路的電流，將全部被米勒電容Crss所抽取，此時就看到了所謂的米勒平臺，VDS的電壓在一定的時間內(nèi)維持一個穩(wěn)定的值，直到VDS完全下降到最小值，VDS的電壓變化率為0時才結(jié)束米勒平臺區(qū)。
問題12：（1）請教一個AO3401A的問題：現(xiàn)在使用AO3401A的導(dǎo)通電阻RDS(on)作為隔離電阻，用來緩沖熱插入移動硬盤的瞬間沖擊電流，防止瞬間把主機芯電壓拉低，電路圖如下，5V_USB是插移動硬盤的地方， 5V_Normal來自主機芯電壓。將VGS設(shè)計在固定的-1.6V左右，此時的RDS(on)大約在100mΩ左右，插上移動硬盤瞬間的沖擊電流由原來的9A下降到了5A左右，沖擊電流持續(xù)時間80微秒左右，效果很明顯，移動硬盤正常工作時電流約300mA。如果將VGS設(shè)計在-2.5V左右，RDS(on)只有幾十mΩ，對沖擊電流的抑制作用不大。這個電路的設(shè)計原則是什么？回復(fù)：VGS=-1.6V時，可以保證MOSFET導(dǎo)通，注意要考慮電阻阻值的分散性，在最差的條件下，如果使用電阻的精度為10％，VGS電壓絕對值：1.3 1.6*20%=1.64V，MOSFET仍然可以工作。如果電阻的精度為15％，考慮到MOSFET的VGS(th)電壓的分散性，在一定的條件下如低溫時，MOSFET就有可能不工作，而且VGS(th)電壓是負(fù)溫度系數(shù)，溫度越低，其值越大。
驅(qū)動電壓的穩(wěn)定值要結(jié)合輸入電壓最低值和分壓電阻值的精度、VGS(th)以及其溫度系數(shù)等最極端的條件，來選擇合適的分阻電阻的分壓比，保證系統(tǒng)的設(shè)計要求。PCB布板設(shè)計時，S和D都用大的銅皮連接。如果是多層板，在每層都放上相應(yīng)大小的的銅皮，用多個10-15mil的過孔連接散熱。
（2）AO3401的VGS(th)規(guī)格書中標(biāo)的可以到-1.3V，設(shè)置VGS=-1.6V，電壓絕對值大于-1.3V，是否該MOSFET正常導(dǎo)通，應(yīng)該沒有問題吧？現(xiàn)在損耗并不是考慮的問題，0.03V的RDS(on)的壓降對系統(tǒng)沒有任何影響。原來使用一個0.1歐姆的氧化膜電阻來做隔離的，但是該電阻體積太大，用這個電路的目的就是想替換這個電阻。這個電路中MOSFET是在電視機開機后一直導(dǎo)通的，MOSFET一直導(dǎo)通的狀態(tài)下來插入移動硬盤的，而不是插入移動硬盤后再打開MOSFET的，所以覺得調(diào)節(jié)R45/R46/C18的值不能起到降低沖擊電流的作用。希望利用MOSFET的恒流區(qū)特性來降低沖擊電流，如果把VGS調(diào)整到-2.5V以上，對沖擊電流的限制作用就非常小了，只能從9A降到8A左右，這樣的做法對MOSFET來說會有問題嗎？???????????????????????
回復(fù)：上面的電路是利于MOSFET在開通過程中，較長時間工作在線性區(qū)（放大區(qū)，也就是恒流區(qū)），從而控制上電時瞬態(tài)大負(fù)載，如熱插撥移動硬盤，因為硬盤帶有較大的容性負(fù)載，切入瞬間形成較大的浪涌電流。如果MOSFET已經(jīng)導(dǎo)通，后面再插入移動硬盤這樣的大容性負(fù)載，浪涌電流主要由輸出端的大電容來提供，因此MOSFET無法限制浪涌電流。
MOSFET工作在線性區(qū)時電阻遠(yuǎn)大于完全導(dǎo)通的電阻，因此也可以理解為用電阻抑止浪涌電流。通常這種負(fù)載開關(guān)電路設(shè)計時，分壓電阻是為了防止VGS的最大電壓超過額定的最高電壓，串聯(lián)在G極的電阻調(diào)節(jié)MOSFET的開通速度。在保證要求的開通速度條件下，VGS不能超過最大額定電壓時，可以適當(dāng)提高電阻值，這樣在正常的工作狀態(tài)下，MOSFET完全導(dǎo)通后，減小產(chǎn)生的靜態(tài)損耗。
（3）在AO3401規(guī)格書的第1頁有寫operation with gate votages as low as 2.5V，是否是要求G極電壓必須大于2.5V?VGS必須小于-2.5V？設(shè)計VGS=-1.6V有沒有問題？如果繼續(xù)加大VGS到-1V呢？是不是VGS的大小沒有關(guān)系，只要保證RDS(on)產(chǎn)生的功耗不要導(dǎo)致MOSFET過熱就行，是否正確？回復(fù)：不能那么認(rèn)為，這句話的含義是：AO3401可以工作在VGS＝-2.5V，此時導(dǎo)通電阻約為120mOhm。如果VGS電壓太小，低于閾值電壓VGS(th)，AO3401可能無法完全開通，無法正常工作。還是建議將VGS設(shè)計在-2.5V以上，如-3.5V左右，通過調(diào)節(jié)（增加）R45/46和C18來降低沖擊電流。
問題13：使用如下電路，用CPU的GPIO口直接控制一個MOSFET管，MOSFET作為后端負(fù)載的開關(guān)，這種應(yīng)用有什么風(fēng)險？回復(fù)：檢查VCC以及MR34/MR35分壓后的電壓值VGS，VGS絕對值要比MQ1的VGS(th)高才能保證MOSFET完全打開，否則后面的系統(tǒng)可能不工作；同時檢查GPIO口的驅(qū)動能力，是否滿足驅(qū)動的要求。如果很小，最好用GPIO口驅(qū)動一個三極管的B極，三極管的集電極C下拉MOSFET的G極。
由實際的浪涌電流再調(diào)整MC11值，以及MR34/MR35值。在PCB設(shè)計時，MQ1的D，S用大銅皮連接，如果多層板，在多個層放銅皮，用多個過孔分別進行連接。
問題14：想請教一個有關(guān)MOSFET的關(guān)斷時D、S電壓振蕩的問題，在同一個電路上測試了兩個不同廠商的30V的MOSFET，得到了關(guān)斷時不同的VDS電壓波形，如下圖。可以看到器件1的尖峰較高，但是振蕩抑制的很快；器件2的尖峰較低，但是振蕩抑制的較慢。因為是在同一塊PCB上測量的，所以電路的寄生電感，電阻等參數(shù)是不變的，現(xiàn)在只有器件不同。這種尖峰是電路上的寄生電感和MOSFET的電容諧振引起，但是不明白具體是這兩個器件哪個參數(shù)的差別，會使得這種振蕩表現(xiàn)這么不同。是否能夠從器件數(shù)據(jù)的某些參數(shù)對比來選擇一款實際應(yīng)用峰值較低，振蕩又能快速消除的MOSFET？?????????????????????????????
回復(fù)：這樣的振蕩波形，對于一個電源的工程師來說，經(jīng)?？吹?，在這里首先談一下測量方法的問題：
（1）如同測量輸出電壓的紋波一樣，所有工程師都知道，要去除示波器探頭的帽子，直接將探頭的信號尖端和地線接觸被測量位置的兩端，減小地線的環(huán)路，從而減小空間耦合的干擾信號。
（2）帶寬的問題，測量輸出電壓紋波的時候，通常用20MHZ的帶寬，但是，測量MOSFET的VDS電壓時候，用多少帶寬才是正確的測量方法？事實上，如果用不同的帶寬，測量到的尖峰電壓的幅值是不同的。
具體原則是：①確定被測量信號的最快上升Tr和下降時間Tf；②計算最高的信號頻率：f=0.5/Tr，Tr取測量信號的10%~90%；f=0.4/Tr，Tr取測量信號的20%~80%；③確定所需的測量精確度，然后計算所需的帶寬。
在上圖波形中，被測量信號最快的下降時間為2ns（10%~90%），判斷一個高斯響應(yīng)示波器在測量被測數(shù)字信號時所需的最小帶寬：f=0.5/2ns=250MHz。若要求3%的測量誤差：所需示波器帶寬=1.9*250MHz=475MHz；若要求20%的測量誤差：所需示波器帶寬=1.0*250MHz =250MHz。因此，決定示波器帶寬的重要因素是：被測信號的最快上升時間。注意：示波器的系統(tǒng)帶寬由示波器帶寬和探頭帶寬共同決定。
高斯頻響的系統(tǒng)帶寬：( 示波器帶寬2 探頭帶寬2)1/2/2
最大平坦頻響系統(tǒng)帶寬：min(示波器帶寬，探頭帶寬)
VDS的振蕩波形由PCB寄生回路電感和MOSFET的寄生電容形成高頻諧振而產(chǎn)生的，在寄生電感值一定的條件下，寄生電容越小，振蕩的頻率越高，幅值也越高，同時振蕩的幅值和回路的初始電流值相關(guān)。
特別注意的是：寄生電容Coss不是線性的，隨著電壓的增大而減小，因此可以的看到波形振蕩的頻率并不是固定的。VDS的高頻振蕩是無法消除的，增加Coss或在D、S極外部并聯(lián)電容，可以降低振蕩的頻率和幅值，Snubber電路也是利用這個原理，抑制電壓的尖峰。
問題15：功率MOSFET的耐壓為什么是正溫度系數(shù)？溫度高，功率MOSFET的耐壓高，那是不是表明MOSFET對電壓尖峰有更大的裕量，MOSFET更安全？回復(fù)：隨著溫度的升高，晶格的熱振動加劇，致使載流子運動的平均自由路程縮短。因此，在與原子碰撞前由外加電場加速獲得的能量減小，發(fā)生碰撞電離的可能性也相應(yīng)減小。在這種情況下，只有提高反向電壓，進一步增強電場才能發(fā)生雪崩擊穿，因此雪崩擊穿電壓隨溫度升高而提高，具有正的溫度系數(shù)。
MOSFET耐壓的測量基于一定的漏極電流，溫度升高時，為了達到同樣的測量漏極電流，只有提高電壓，表面上看起來，測量的耐壓提高了。但是MOSFET損壞的最終原因是溫度，更多時候是局部的過溫，導(dǎo)致局部的過熱損壞，在整體溫度提高的條件下，MOSFET更容易發(fā)生單元的熱和電流不平衡，從而導(dǎo)致?lián)p壞。
問題16：使用下圖的電路，進行不同電平信號間的轉(zhuǎn)換，VCC_SIM=5V，SIM_DATA、SIM_CARD_I/O屬于I/O雙向傳輸。SIM_DATA為輸入信號，可以理解：SIM_DATA為高時，Q7截止，SIM_CARD_I/O接收為5V信號；SIM_DATA為低時，Q7導(dǎo)通，SIM_CARD_I/O接收為低電平信號。當(dāng)SIM_DATA為輸出信號時，如何理解SIM_CARD_I/O輸入為低電平信號？??? 回復(fù)：功率MOSFET的電流可以從D到S，也可從S到D，只是從S到D是不可控的，此時體內(nèi)寄生的二極管導(dǎo)通。當(dāng)功率MOSFET作同步整流管時候，通常也是寄生二極管先導(dǎo)通，然后柵極信號驅(qū)動MOSFET的導(dǎo)通：溝道導(dǎo)通，用以減小導(dǎo)通損耗。
SIM_DATA為輸出信號時，SIM_CARD_I/O為低電平，Q7體內(nèi)寄生二極管導(dǎo)通，信號SIM_DATA也拉低，接收低電平信號。SIM_CARD_I/O輸出高電平5V時，Q7體內(nèi)寄生二極管截止，信號SIM_DATA上拉到3.3V，接收高電平信號。
問題17：超結(jié)型高壓功率MOSFET的UIS雪崩能力為什么比平面工藝低？回復(fù)：超結(jié)結(jié)構(gòu)穿透到底部的P區(qū)，增加工藝的復(fù)雜程度，很難完全控制中間耗盡層和橫向電場的對稱性，容易發(fā)生局部的電場集中。
問題18：功率MOSFET的損壞模式有那些？如何判斷MOSFET的損壞方式？回復(fù)：主要有ESD、過壓、過流和過溫的損壞，參考文獻：開關(guān)電源中功率MOSFET損壞模式及分析，電子技術(shù)應(yīng)用：2013.3
問題19：功率MOSFET的數(shù)據(jù)表中dv/dt為什么有二種不同的額定值？如何理解體二極管反向恢復(fù)特的dv/dt？回復(fù)：在反激電源中，原邊主開關(guān)管關(guān)斷過程中，VDS的波形從0開始增大，因此產(chǎn)生一定的斜率dv/dt，同時產(chǎn)生電壓尖峰，就是寄生回路的電感和MOSFET的寄生電容振蕩形成的。這個dv/dt會通常通過米勒電容耦合到柵極，在柵極上產(chǎn)生電壓，如果柵極電壓大于閾都電壓，MOSFET會誤導(dǎo)通產(chǎn)生損壞，因此要限制MOSFET關(guān)斷過程中的dv/dt。
另一種情況就是在LLC、半橋和全橋電路，以及同步BUCK的下管，當(dāng)下管關(guān)斷后下管的寄生二極管先導(dǎo)通續(xù)流，然后對應(yīng)的上橋臂的上管開通，二極管在反向恢復(fù)過程中也會產(chǎn)生dv/dt的問題。通常二極管反向恢復(fù)的dv/dt額定值，遠(yuǎn)小于MOSFET本身的dv/dt額定值。
二極管在反向恢復(fù)過程中，如果存儲的電荷沒有完全清除，二極管也就是下管是不能承受壓降的，下管相當(dāng)于短路，那么在上管開通的過程，電源的電壓就只能加在回路的雜散電感上：下管短路，輸入電流要急劇增加，回路的雜散電感將限制電流增加，因此電源的電壓就只能加在回路的雜散電感上，這個過程持續(xù)時間越長，短路電流沖擊越大，MOSFET就可能在二極管的反向恢復(fù)過程中發(fā)生損壞。至于損壞的是上管還是下管，取決于那個功率的抗沖擊能力強。參考文獻：理解功率MOSFET體二極管反向恢復(fù)特性，今日電子：2012.11
問題20：AOD2922用于BOOST電路LED背光驅(qū)動器，發(fā)現(xiàn)其中有一顆MOSFET失效，G、D、S短路，繼續(xù)工作一些時間后，D、S又變成開路，為什么？回復(fù)：開始的失效發(fā)生在硅片內(nèi)部，應(yīng)該是內(nèi)部D、G擊穿，從而導(dǎo)致G、D、S短路，繼續(xù)工作一些時間后，由于大電流的沖擊，導(dǎo)致S和硅片的連線熔化燒斷開，因此，D、S開路。
問題21：在應(yīng)用中會存在米勒平臺掉溝的現(xiàn)象，這個掉到開啟電壓以下是否存在風(fēng)險？回復(fù)：如果是反激單管工作，DCM沒有影響，如果是反激的CCM，系統(tǒng)容易不穩(wěn)定，影響MOSFET的安全性。如果是PFC的多管并聯(lián)工作，那么MOSFET在開通過程不能很好的均流，損壞的風(fēng)險很大。
問題22：在一些應(yīng)用中常用幾個MOSFET并聯(lián)擴流或散熱，當(dāng)用有保護的電源調(diào)試系統(tǒng)時不小心電路出了問題時通常只會燒一個管，如何判斷是那個MOSFET損壞？回復(fù)：用萬用表打在電阻擋，檢測每個MOSFET的D-G的電壓，紅筆接D，電阻最小的那個MOSFET就是損壞的那個。
問題23：480W的隔離電源模塊中，是原邊全橋整流管。模塊輸入電壓51V~56VDC，額定輸出10.8V，48A。這次壞掉的是一個橋臂上的兩顆管子。在應(yīng)用時因為外圍電路異常造成二次側(cè)電流反灌到原邊整流管，電流從Source流向Drain的狀態(tài)。結(jié)合FA報告中的Source面上的燒毀痕跡，原因分析是電流的EOS，能否證明是因為電流從S往D流動造成source燒掉？回復(fù)：對于同步整流，輸出的反灌電流是最惡劣的一種條件，在設(shè)計的過程中要盡可能的減小輸出的反灌。
（1） 輸出反灌形成輸出整流管的雪崩，導(dǎo)到輸出同步的整流管損壞，取決于輸出同步的整流管的雪崩能力，以及反灌電流形成的負(fù)向電流的大小。
（2）輸出反灌電流會影響原邊MOSFET工作。
當(dāng)輸出形成反向電流的時候，若Q1、Q2是一個半橋臂，Q1為上管，Q2為下管；Q3、Q4是另外一個半橋臂，Q3為上管，Q4為下管；若不是全橋移相軟開關(guān)而是PWM硬開關(guān)工作，由于輸出是反向電流，因此當(dāng)Q1、Q4導(dǎo)通前，電流從Q1、Q4二極管中流過；當(dāng)Q1/4導(dǎo)通后，會從Q1、Q4溝道流過。當(dāng)副邊輸出電感的能量足夠大時，其原邊電流不足以反向，因此Q1、Q4關(guān)斷后電流還得從Q1、Q4二極管中流過，經(jīng)過死區(qū)時間后，Q2、Q3導(dǎo)通。此時由于Q1、Q4二極管中流過電流時間長，電流也比較大，而且死區(qū)時間短，對于一些MOSFET的二極管，反向恢復(fù)的時間不是夠的，就是Q1、Q4體二極管電荷沒有完全恢復(fù)，這時Q2、Q3導(dǎo)通，就會導(dǎo)致上下橋臂直通直到損壞。
至于損壞的是上橋還是下橋，那就看那個管子承受短路的能力更強。是損壞原邊還是副邊，也看那邊管子的能力更強。
?-- 對于副邊，是大電流關(guān)斷后的電壓雪崩。
?-- 對于原邊，是二極管反向恢復(fù)上下橋直通形成大電流損壞。
通常二極管也是負(fù)溫度系數(shù)，其導(dǎo)致?lián)p壞和開通時過線性區(qū)熱量的積累導(dǎo)致的損壞形態(tài)比較接近，對應(yīng)著二極管沒有完全恢復(fù)的MOSFET形態(tài)。因些對于這個例子，最好的辦法，從設(shè)計角度來說還是減小輸出反灌電流。從器件來說，提高原邊MOSFET的體二極管的反向恢復(fù)特性，可以提高原邊器件的安全性，最終的方法還是控制輸出反灌電流，才能真正保持系統(tǒng)安全性。
問題24：MOSFET的電壓測量時候電流是250uA，而數(shù)據(jù)表中IDSS電流只有幾個uA，為什么？回復(fù)：IDSS電流小，表明實際的漏電流小于測試規(guī)范的要求，因此是合格的。
問題25：MOSFET損壞后，阻抗變?yōu)橐粋€中間值，有時工作有時不工作，為什么？回復(fù)：通常MOSFET損壞后，如果電源沒有電流保護，經(jīng)過更大的電流沖擊導(dǎo)致內(nèi)部的金屬線熔化汽化，系統(tǒng)不工作后MOSFET冷卻下來，熔化汽化的金屬凝固，局部的區(qū)域連通形成較大的阻抗。MOSFET通電工作后，這些局部的連通區(qū)域又?jǐn)嚅_，MOSFET停止工作。有時也會出現(xiàn)這樣的現(xiàn)象：冷卻凝固后內(nèi)部的金屬斷開，通電后金屬熔化又導(dǎo)致內(nèi)部區(qū)域連通。
問題26：測試高壓MOSFET體內(nèi)二極管的反向恢復(fù)時，IF越低，Qrr越大，電壓尖峰越高，為什么？回復(fù)：在MOSFET的體二極管導(dǎo)通時，電荷在PN結(jié)積累，當(dāng)二極管開始承受阻斷電壓時，這些電荷將被清除。如果IF低，PN結(jié)積累的電荷水平低，清除的速度快，dv/dt就大，C*dv/dt的偏移電流就大。測試的Qrr包括真正的Qrr以及C*dv/dt相關(guān)的少子，因此測試的Qrr在IF低時就越大。
問題27：客戶用一個外部信號控制PMIC的管腳ID，PMIC由電池供電，ID管腳內(nèi)部由10M的電阻上拉后接到電池，當(dāng)外部信號為0時，300K外部電阻要接到ID管腳；當(dāng)外部信號為1時，300K外部電阻和ID管腳斷開，如何實現(xiàn)？回復(fù)：使用二個AON1605，如圖，R1為PMIC的ID管腳內(nèi)部上拉電阻，R2為外部的300K電阻，V_driver為外部的控制信號，V_driver為0時，Q2關(guān)斷，Q1導(dǎo)通，ID由300K電阻下拉接到地。V_driver為1時，Q2導(dǎo)通，Q1關(guān)斷，ID由內(nèi)部10M電阻上拉接到電池，此時R3產(chǎn)生靜態(tài)損耗。R3越大，功耗越小。Q1導(dǎo)通時，Q1的S極電壓：3.8V*300K/(10M 300K) =0.11V。
問題28：請問功率MOSFET電容的溫度系數(shù)是正溫度系數(shù)還是負(fù)溫度系數(shù)？回復(fù)：功率MOSFET的電容在正常的溫度范圍內(nèi)<500K時，不隨溫度的變化而變化，特別是Ciss，Cgs和Crss(Cgd)。
Coss(Cds Cgd)由MOSFET的Cgd和PN結(jié)電容二者組成，如果溫度太高，接近硅的本征溫度，本征半導(dǎo)體載流子的濃度增加非常多，PN結(jié)的電容將增加，溫度從300K增加到600K的仿真結(jié)果如圖。
問題29：圖中上端的功率MOSFET管Q3使用這種背靠背二極管的P管的結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)有什么優(yōu)點和缺點？是不是這種結(jié)構(gòu)不存在體二極管？回復(fù)：這種結(jié)構(gòu)沒有什么特別，平面工藝，N和P都容易做，主要是驅(qū)動簡單，單芯片設(shè)計就簡單了許多。MOSFET的結(jié)構(gòu)都有這二個背靠背的二極管，用平面橫向的MOSFET結(jié)構(gòu)，二個體寄生二極管在內(nèi)部沒有引出；用VDMOS結(jié)構(gòu)，源極和P區(qū)不連接，寄生二極管也不會連出來。
問題30：功率MOSFET標(biāo)稱的VGS(th)最小值為0.4V，是指所有情況嗎，還是溫度高了還有可能更加低？回復(fù)：測量的條件是25C，250uA電流，溫度越高，VGS(th)值會越低。
問題31：VDS超過最大額定電壓，但通過的電流很小，會使MOSFET損壞嗎？回復(fù)：不會。
問題32：外封裝對結(jié)電容、開關(guān)時間影響有多大？回復(fù)：封裝的主要影響是引線產(chǎn)生的寄生電感和電阻，對電容影響非常小。
問題33：如果驅(qū)動電阻調(diào)大，開關(guān)速度變慢，Eoss會有變化嗎？回復(fù)：Eoss是Coss的儲能，在硬開關(guān)的開通過程中放電消耗掉，和RG沒有關(guān)系，RG影響開關(guān)損耗。
問題34：超結(jié)結(jié)構(gòu)和普通VDMOS比起來，Coss會高很多嗎？同普通Trench MOSFET相比，SGT降低Crss，但是會增加Cds，那Coss是變好還是變差了呢？回復(fù)：超結(jié)結(jié)構(gòu)功率MOSFET的Coss在高偏壓時，比普通VDMOS小很多。相對而言，Coss的值比較大，SGT額外產(chǎn)生的Cds，對Coss增加比例非常小。
問題35：高壓應(yīng)用場合計算開通損耗時，VDS一般在四五百伏，計算關(guān)斷損耗時VDS應(yīng)該比較小，二者通過數(shù)據(jù)表查出來的Crss差距比較大，或者說開通、關(guān)斷損耗計算按照整個開關(guān)過程中的電壓平均值或者有效值查找Crss？回復(fù)：開通時，VDS電壓從高壓VDD到0V；關(guān)斷時，VDS電壓從0V到VDD，電壓變化基本一樣，只是米勒平臺的電流不一樣，米勒平臺電壓也不一樣，二者會有差別。另外，開通、關(guān)斷的驅(qū)動回路不一樣，也會有差別。
問題36：開通損耗和關(guān)斷損耗計算時，Ciss和Crss分別一樣嗎，都是通過數(shù)據(jù)表查找出VDS=VDD時對應(yīng)的值嗎？還是計算開通損耗時，選擇VDS=VDD的電容值，計算關(guān)斷損耗時，選擇VDS=ID*RDS(on)對應(yīng)的電容值？回復(fù)：Ciss隨電壓的變化影響不大，Crss隨電壓變化影響非常大，計算時只能做工程簡化，關(guān)斷過程和開關(guān)過程電容可以用同樣的值，具體定義請看公共號中功率MOSFET的電容的相關(guān)文章。
問題37：降低米勒平臺電壓值會有什么影響？超結(jié)結(jié)構(gòu)的功率MOSFET設(shè)計中，反而不刻意追求快速開關(guān)？回復(fù)：降低米勒平臺電壓值，可以減小開通損耗，但會提高關(guān)斷損耗。超結(jié)結(jié)構(gòu)的功率MOSFET由于速度太快，通常會在G極的驅(qū)動端電容、電阻降低開關(guān)速度，減小G極的震蕩，同時控制dv/dt，極端的情況，甚至在G、D之間加電容。
問題38：（1）用小電感大電流時，線路上的雜散電感和等效直流電阻都會引起雪崩測量偏差嗎？（2）FT用小電感是為了測試效率，小電感測試時Eas比大電感時低的原因是什么？（3）如果標(biāo)稱的是能量，是不是根據(jù)能量大小就可以評估雪崩耐量而不需要去考慮用的電感量呢？回復(fù)：（1）如果線路的雜散電感和測量所用的電感相比非常小，影響可以忽略，否則就要考慮雜散電感的影響。（2）小電感測量時上升的速度快、電流大，發(fā)生雪崩前器件熱量由于熱容的影響不容易耗散，器件的瞬態(tài)溫度非常高，因此雪崩能量降低。電感值越大，電流上升的時間慢，發(fā)生雪崩前器件熱量相對的耗散更多，因此雪崩能量大。電感值越大，測試時間就越長，拉低生產(chǎn)效率。（3）不能，仍然要考慮電感值的影響。
問題39：輸出電容越大，Eas性能會越好，但實際上也需要輸出電容小，這兩者是不可調(diào)和的矛盾嗎？回復(fù)：輸出電容只是表象，不是真正的原因，同樣的技術(shù)平臺，輸出電容越大，表明硅片的尺寸越大，相對的雪崩能量更大。除了輸出電容，功率MOSFET的結(jié)構(gòu)，比如加場板、場環(huán)以及工藝特點等許多其它因素，對雪崩能量也會有很大的影響。
問題40：開關(guān)電源經(jīng)常會遇到雪崩情況，如同步整流能量反灌，如何確定功率MOSFET不壞？回復(fù)：輸出電壓低如5V以下問題不大，輸出電壓高如12V、19V就會產(chǎn)生問題，從二個方面保證：輸出加反向電流檢測，限制反灌電流的大?。皇褂醚┍滥芰繚M足要求的功率MOSFET。
問題41：如果每次測試雪崩，會不會造成MOSFET傷害？回復(fù)：由于測量值有較大的降額，正常的規(guī)范下測量不會有傷害。
問題42：線性區(qū)中的空穴電流由epi中耗盡層產(chǎn)生，那么這個空穴電流不是和截止?fàn)顟B(tài)時產(chǎn)生的漏電流一模一樣嗎？如果是一樣的話，截止?fàn)顟B(tài)下不會激活NPN那么線性狀態(tài)下也不會。回復(fù)：工作的條件不同，如果在截止?fàn)顟B(tài)將電壓提高到雪崩電壓，就會出現(xiàn)所說的情況。線性區(qū)電壓沒有到雪崩，但是流過大的電流，溫度和電子濃度高，加劇碰撞電離。
問題42：（1）MOSFET開通過程中，米勒平臺振蕩，如何計算有足夠的能量打開MOSFET，以避免振蕩發(fā)生？振蕩的原因是不是VGS在米勒平臺持續(xù)的時間不夠，VDS電壓沒有完全降下去，也就是ID的電流沒有完全導(dǎo)掉，VGS已經(jīng)停止給CGD充電，但ID有多余的電路，反而給CGD充電，重新拉回VGS，這個過程反復(fù)循環(huán)造成振蕩？回復(fù)：通常原因是VDS下降比較快，從CGD抽走電流超過了IG能提供的電流，導(dǎo)致VGS產(chǎn)生了下降，由于VGS正好處于MOSFET臨界開通的門檻電壓上，VGS輕微的下降會導(dǎo)致ID迅速變小，VDS的下降速率因此會變慢，這樣反過來減少CGD抽走的電流，于是VGS又開始上升，這樣就構(gòu)成了一個振蕩周期，寄生電感也參入振蕩的過程。
（2）實際應(yīng)用中推薦在G、S間加一個1uF左右電容，如果在G、D間加電容以增加VGS的續(xù)電流的時間，ID完全導(dǎo)掉，沒有多余的電流對CGD反向充電，應(yīng)該更容易避免振蕩。那么在G、S間加電容是什么原因呢？效果和在G、D間加電容一樣嗎，原理是什么？回復(fù)：由問題（1）的回答，振蕩的起源是從VGS的下降開始，增大CGS可以抵抗VGS的下降，因此可以有效抑制振蕩，但是缺點是會拉長開通時間，增加損耗。G、D加電容，可以減小電容CGD隨電壓非線性突變產(chǎn)生的振蕩。
（3）如何在電路設(shè)計中避免類似的振蕩的發(fā)生？可以計算嗎？如果可以計算，是否可以利用VGS上升的斜率大于VDS下降的斜率來避免振蕩發(fā)生？回復(fù)：選用開關(guān)速度較慢的MOSFET，G、D間加電容增大CGD，G、S間加電容增大CGS，但是會增加開關(guān)損耗。調(diào)整驅(qū)動能力，優(yōu)化RG，RG增大或減小都有可能，要根據(jù)實際情況調(diào)整。D、S間并聯(lián)snubber，也會增加損耗。
（4）開關(guān)損耗的計算公式中，T1-T2、T2-T3是變量嗎？會隨負(fù)載變化嗎？算出開關(guān)損耗，RG和Ciss又如何考慮？回復(fù)：開關(guān)損耗的時間隨負(fù)載、MOSFET參數(shù)、PCB設(shè)計、驅(qū)動等條件變化有很大區(qū)別，只能大致估算，如果能看到開關(guān)波形，根據(jù)波形計算是較為準(zhǔn)確的辦法。
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