零漂移精密運(yùn)算放大器參數(shù)分析和基本構(gòu)成

零漂移精密運(yùn)算放大器是專為由于差分電壓小而要求高輸出精度的應(yīng)用設(shè)計(jì)的專用運(yùn)算放大器。它們不僅具有低輸入失調(diào)電壓，還具有高共模抑制比(CMRR)、高電源抑制比(PSRR)、高開(kāi)環(huán)增益和在寬溫度及時(shí)間范圍的低漂移(見(jiàn)表1)。這些特征使其非常適用于諸如低邊電流檢測(cè)和傳感器接口、特別是具有非常小的差分信號(hào)的應(yīng)用。

表1. 影響運(yùn)算放大器準(zhǔn)確度和精密度的關(guān)鍵參數(shù)。

雖然零漂移運(yùn)算放大器制造商有時(shí)聲稱這些器件沒(méi)有混疊效應(yīng)，但實(shí)際上它們可能容易出現(xiàn)混疊，因?yàn)檫@些器件使用采樣來(lái)最小化輸入失調(diào)電壓。因此，設(shè)計(jì)人員應(yīng)測(cè)試其運(yùn)算放大器電路的混疊效應(yīng)。

經(jīng)證實(shí)使用頻譜或網(wǎng)絡(luò)分析器的傳統(tǒng)方法檢測(cè)混疊是不夠的，因此建議設(shè)計(jì)人員使用一種測(cè)量技術(shù)，將輸入掃過(guò)一個(gè)頻率范圍，并在示波器上觀察運(yùn)算放大器的輸出。本文將這種測(cè)試方法應(yīng)用于不同的運(yùn)算放大器，以觀察不同的零漂移運(yùn)算放大器在混疊方面的差異。測(cè)試的器件包括安森美半導(dǎo)體和競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的自動(dòng)調(diào)零和斬波穩(wěn)定類型。

本文首先闡述了輸入失調(diào)電壓對(duì)運(yùn)算放大器性能的影響，以及零漂移、斬波穩(wěn)定運(yùn)算放大器與通用運(yùn)算放大器在性能上的差異。接下來(lái)描述斬波穩(wěn)定運(yùn)算放大器的運(yùn)行，以及當(dāng)輸入信號(hào)接近或超過(guò)運(yùn)放偏移校正頻率時(shí)，這些放大器中發(fā)生的采樣如何導(dǎo)致混疊。斬波穩(wěn)定結(jié)構(gòu)并不是實(shí)施零漂移運(yùn)算放大器的唯一方法，并且將斬波穩(wěn)定結(jié)構(gòu)與另一種稱為自動(dòng)調(diào)零的零漂移結(jié)構(gòu)進(jìn)行了比較。

在給出了各種運(yùn)算放大器的混疊測(cè)量后，本文解釋了奈奎斯特采樣(Nyquist sampling)理論如何確定無(wú)混疊的允許輸入頻率范圍，以及如何應(yīng)用簡(jiǎn)單的低通濾波器來(lái)防止混疊。本文后面的章節(jié)闡釋了零漂移運(yùn)算放大器中運(yùn)放輸入失調(diào)電壓與其他參數(shù)如瞬態(tài)響應(yīng)、啟動(dòng)時(shí)間、軌對(duì)軌運(yùn)行、低頻噪聲和輸入電流之間的關(guān)系。最后，闡釋了SPICE模型不能解釋像混疊這樣的零漂移效應(yīng)。

為何輸入失調(diào)電壓很重要?

失調(diào)電壓是限制能可靠捕獲的最小信號(hào)的參數(shù)之一。這定義了低動(dòng)態(tài)范圍級(jí)別。

輸入失調(diào)電壓是所有運(yùn)算放大器的關(guān)鍵參數(shù)。在數(shù)據(jù)表中，它通常被稱為VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之間固有的差分電壓，衡量輸入對(duì)匹配程度。對(duì)于理想運(yùn)算放大器，在閉環(huán)系統(tǒng)中VIN+ = VIN-。在現(xiàn)實(shí)世界中，由于輸入失調(diào)電壓的影響，VIN-不會(huì)等于VIN+。

盡管有一些硅級(jí)設(shè)計(jì)技術(shù)可以用來(lái)改進(jìn)輸入對(duì)匹配，但是制造工藝是產(chǎn)生輸入失調(diào)電壓的主要因素。半導(dǎo)體材料中的缺陷導(dǎo)致輸入引腳之間的內(nèi)部電壓差。制造工藝引起的不同類型的缺陷會(huì)產(chǎn)生不同的溫度系數(shù)。

器件間的這差異會(huì)導(dǎo)致特定器件的漂移(不同溫度下的輸入失調(diào)電壓漂移)高于或低于數(shù)據(jù)表上的典型值。此外，漂移系數(shù)隨溫度的變化可能是正的，也可能是負(fù)的。這使得很難簡(jiǎn)單地校準(zhǔn)應(yīng)用中的輸入失調(diào)電壓。在某些情況下，減小傳統(tǒng)線性運(yùn)算放大器中的偏移或漂移會(huì)導(dǎo)致功耗的損失。

輸入失調(diào)電壓乘以增益并加到輸出電壓中，實(shí)質(zhì)上向輸出增加誤差因子，如圖1所示。這個(gè)參數(shù)在測(cè)量小差分電壓時(shí)變得至關(guān)重要。隨著差分電壓的減小，由輸入失調(diào)電壓引起的誤差增大。

Closed Loop Gain：閉環(huán)增益

Noise Gain：噪聲增益

Error due to Vcc：由Vcc引起的誤差

圖1.差分放大器配置中帶有運(yùn)算放大器的電流檢測(cè)。

低失調(diào)電壓至關(guān)重要，因?yàn)檩斎胧д{(diào)電壓被噪聲增益放大，在輸出端產(chǎn)生偏移誤差。

在圖1所示的差分放大電路中，輸出電壓是信號(hào)增益項(xiàng)和噪聲增益項(xiàng)之和：

作為內(nèi)部運(yùn)放參數(shù)，輸入失調(diào)電壓與噪聲增益而不是信號(hào)增益相乘。這將導(dǎo)致輸出偏移誤差。

盡量減小這種偏移量的一種精密放大器，利用多種技術(shù)來(lái)降低輸入失調(diào)電壓。對(duì)于零漂移放大器，這特別適用于低頻和直流信號(hào)。表2比較了常用的通用運(yùn)算放大器與斬波穩(wěn)定的零漂移放大器的最大輸入偏移量。

表2. 比較常用的通用運(yùn)算放大器與斬波穩(wěn)定零漂移運(yùn)算放大器的最大失調(diào)電壓。

零漂移運(yùn)算放大器的構(gòu)成?

精密運(yùn)放能夠?qū)崿F(xiàn)“零漂移”失調(diào)電壓，隨著溫度和時(shí)間的變化，通過(guò)多種技術(shù)保持低輸入失調(diào)電壓。放大器可實(shí)現(xiàn)這的方法之一是使用一種定期測(cè)量輸入失調(diào)電壓并校正輸出端偏移量的設(shè)計(jì)技術(shù)。這種結(jié)構(gòu)稱為斬波穩(wěn)定結(jié)構(gòu)。

與所有工程解決方案一樣，零漂移運(yùn)算放大器也有其局限性。一個(gè)不太明顯的原因是斬波穩(wěn)定放大器的內(nèi)部電路包含鐘控系統(tǒng)。安森美半導(dǎo)體的NCS333[4]和NCS21911[3]中所用的斬波穩(wěn)定結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)化框如圖2所示。

雖然有些人可能會(huì)認(rèn)為，這種類型的斬波是一個(gè)實(shí)時(shí)系統(tǒng)，但實(shí)踐表明，它容易受到經(jīng)典采樣系統(tǒng)的混疊或外差問(wèn)題的影響。斬波穩(wěn)定運(yùn)算放大器的主要偽像發(fā)生在信號(hào)接近斬波器的時(shí)鐘頻率時(shí)。本文使用了混疊這個(gè)詞，但所含的問(wèn)題稱為外差可能更為恰當(dāng)。

Chopper-Stabilized Amplifier:斬波穩(wěn)定放大器High frequency path:高頻路徑

Main amp:主放大器Low frequency path:低頻路徑Chopper：斬波

Nulling amp：穩(wěn)零放大器RC notch filter: RC陷波濾波器

圖2.斬波穩(wěn)定運(yùn)算放大器的簡(jiǎn)化框圖

在圖2中，下信號(hào)路徑是斬波器采樣輸入失調(diào)電壓的地方，然后用于校正輸出偏移量。此偏移校正頻率在放大器的總帶寬內(nèi)。由于這種結(jié)構(gòu)使用采樣法，所以當(dāng)輸入信號(hào)頻率保持在相關(guān)奈奎斯特(Nyquist)頻率以下時(shí)，就會(huì)表現(xiàn)出最佳性能。

這意味著輸入信號(hào)頻率不僅需要在閉環(huán)帶寬范圍內(nèi)，而且還要在偏移校正頻率的一半范圍內(nèi)才能達(dá)到最佳性能。這使得斬波器保持高于Nyquist速率的采樣頻率，消除了混疊的可能性。當(dāng)信號(hào)頻率超過(guò)Nyquist頻率時(shí)，可能在輸出端發(fā)生混疊。由于使用采樣系統(tǒng)，故這是所有斬波器和斬波穩(wěn)定結(jié)構(gòu)的固有限制。

斬波器穩(wěn)定的結(jié)構(gòu)得益于具有前饋路徑，如圖2框圖的上信號(hào)路徑所示，這是一種將增益帶寬擴(kuò)展到采樣頻率之外的高速信號(hào)路徑。這不僅有助于保留輸入信號(hào)的高頻分量，而且還能提高低頻的環(huán)路增益。假設(shè)運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)增益下降了-20 dB/十年。當(dāng)單位增益帶寬增加時(shí)，圖也向更高增益方向移動(dòng)。

在圖3中給出了一個(gè)例子，當(dāng)運(yùn)算放大器被放入閉環(huán)系統(tǒng)時(shí)，系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)增益增加，提高了系統(tǒng)的閉環(huán)精度。這對(duì)于低邊電流檢測(cè)和傳感器接口應(yīng)用特別有用，在這些應(yīng)用中，信號(hào)是低頻的，差分電壓相對(duì)較小。

圖3. 開(kāi)環(huán)增益隨兩個(gè)斬波穩(wěn)定放大器的頻率變化而變化。更高帶寬的NCS21911顯示增加單位增益帶寬也如何增加總開(kāi)環(huán)增益。增加的開(kāi)環(huán)增益提高閉環(huán)系統(tǒng)的精度，即使是直流系統(tǒng)。

然而，并不是所有的零漂移放大器都一樣。架構(gòu)的不同實(shí)施可能有不同的結(jié)果。即使由于采樣的限制，安森美半導(dǎo)體的NCS333和NCS21911系列運(yùn)算放大器與其他制造商的競(jìng)爭(zhēng)器件相比有最小的混疊，不太容易受到混疊效應(yīng)的影響。這是因?yàn)榘采腊雽?dǎo)體的專利方案使用兩個(gè)級(jí)聯(lián)的、對(duì)稱的、RC陷波濾波器調(diào)諧到斬波頻率和它的5次諧波，以減少混疊效應(yīng)。

另一種零漂移架構(gòu)被稱為“自歸零”。圖4所示的自歸零架構(gòu)的框圖類似于斬波穩(wěn)定架構(gòu)，但實(shí)現(xiàn)方式不同。自歸零架構(gòu)有主放大器和穩(wěn)零放大器。此方法還使用時(shí)鐘系統(tǒng)。

在第一階段，開(kāi)關(guān)電容保持前一相位在穩(wěn)零放大器輸出的偏移誤差。在第二階段中，利用穩(wěn)零放大器輸出的偏移量來(lái)校正主放大器的偏移量。自歸零和斬波穩(wěn)定放大器的結(jié)構(gòu)差異導(dǎo)致噪聲性能和混疊靈敏度的差異，這將在后面的章節(jié)中討論。

Auto-Zero Amplifier:自歸零放大器High frequency path：高頻路徑Main amp:主放大器

Switch:開(kāi)關(guān)Nulling amp：穩(wěn)零放大器Low frequency path：低頻路徑

圖4. 自歸零運(yùn)放的簡(jiǎn)化框圖

確定零漂移放大器時(shí)鐘頻率

許多零漂移放大器數(shù)據(jù)表不提供關(guān)于內(nèi)部時(shí)鐘頻率的信息。有時(shí)，可能在應(yīng)用部分的段落中提及。有時(shí)，可通過(guò)噪聲或帶寬圖中的擾動(dòng)來(lái)識(shí)別所指的時(shí)鐘頻率。因此，取決于用戶測(cè)試電路是否易受混疊的影響。

這里分享的方法非常簡(jiǎn)單：它包括在一定范圍的頻率掃描放大器輸入到增益帶寬乘積，同時(shí)觀察示波器上的運(yùn)算放大器輸出。據(jù)作者所知，所有已知的零漂移放大器的內(nèi)部時(shí)鐘頻率在放大器的增益帶寬內(nèi)，通常在增益帶寬的大約三分之一處。這些放大器將在小于該頻率一半的信號(hào)帶寬上表現(xiàn)最佳。

發(fā)現(xiàn)和測(cè)試混疊

一些零漂移放大器的數(shù)據(jù)表聲稱它們沒(méi)有混疊?？梢约僭O(shè)這些制造商盡力測(cè)量任何可能的混疊，但沒(méi)有發(fā)現(xiàn)。安森美半導(dǎo)體在零漂移放大器的開(kāi)發(fā)中，對(duì)競(jìng)爭(zhēng)放大器的初始測(cè)量也證明沒(méi)有混疊。當(dāng)時(shí)，在競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手器件的輸出中沒(méi)有發(fā)現(xiàn)偽時(shí)鐘。然而，進(jìn)一步的測(cè)試表明，使用簡(jiǎn)單的基于示波器的測(cè)量技術(shù)仍可發(fā)現(xiàn)這些器件有混疊。

客戶報(bào)告使用一些制造商的零漂移運(yùn)放的系統(tǒng)出現(xiàn)問(wèn)題，同時(shí)發(fā)現(xiàn)混疊。在這些情況下，共同主題是感興趣的信號(hào)、低頻或直流信號(hào)在哪里具有疊加的高振幅、高頻干擾或紋波信號(hào)。端部系統(tǒng)的結(jié)果各不相同，包括閉環(huán)系統(tǒng)在不正確條件下穩(wěn)定和系統(tǒng)無(wú)法報(bào)告正確信號(hào)。

過(guò)去發(fā)現(xiàn)混疊現(xiàn)象的工作涉及到使用精密的光譜和網(wǎng)絡(luò)分析系統(tǒng)，這些系統(tǒng)提供了不確定的結(jié)果。為了采取更基本的方法，把示波器連接到放大器輸出以便于直接視覺(jué)觀察。對(duì)于輸入激勵(lì)，使用發(fā)生器在預(yù)期時(shí)鐘頻率處(和視乎需要的其它地方)掃描輸入頻率，以查看是否可以在輸出端產(chǎn)生“拍頻”。這種方法很好用，考慮到最初的工作是采用 +1的增益配置，如圖5所示，可以說(shuō)是最線性的運(yùn)算放大器配置之一。

SIGNAL GENERATOR: 信號(hào)發(fā)生器OSCILLOSCOPE: 示波器

圖5. 檢測(cè)混疊的測(cè)試電路是個(gè)簡(jiǎn)單的單位增益緩沖器。該技術(shù)的實(shí)質(zhì)是在示波器查看器件輸出。頻譜和網(wǎng)絡(luò)分析儀似乎并不總是檢測(cè)與零漂移放大器內(nèi)部工作相關(guān)的信號(hào)。

為這測(cè)試選擇的第一個(gè)運(yùn)算放大器是安森美半導(dǎo)體的NCS325自歸零技術(shù)放大器，而不是像測(cè)試的其他器件的斬波穩(wěn)定放大器。從理論上講，自歸零結(jié)構(gòu)將比斬波穩(wěn)定型呈現(xiàn)更顯著的混疊效應(yīng)，這使得驗(yàn)證測(cè)試成為一種方便的首選。圖6描繪了NCS325的混疊。測(cè)量熟悉的放大器第一次使驗(yàn)證這些測(cè)試很容易，因?yàn)闀r(shí)鐘頻率是已知的。

圖6. 對(duì)第一個(gè)放大器的混疊輸出進(jìn)行了測(cè)試，安森美半導(dǎo)體的NCS325用于一個(gè)簡(jiǎn)單的

+1V/V緩沖器中。上面的藍(lán)線是輸入信號(hào)，下面的橙線是在放大器輸出處看到的混疊。

在這一點(diǎn)上，重要的是要記住，混疊不是采樣放大器的缺陷，而是一種行為。對(duì)這種行為的了解，以及如何避免這種行為，可以使零漂移放大器工作在最佳狀態(tài)。

在檢查NCS325之后，接下來(lái)對(duì)安森美半導(dǎo)體的斬波穩(wěn)定放大器NCS333進(jìn)行測(cè)試。這里產(chǎn)生了一個(gè)有趣的結(jié)果，可能發(fā)現(xiàn)在兩倍時(shí)鐘頻率處出現(xiàn)唯一明顯的混疊。這表明執(zhí)行該測(cè)試以發(fā)現(xiàn)混疊可能需要在放大器的整個(gè)帶寬內(nèi)進(jìn)行掃描以檢測(cè)這些信號(hào)。圖7描述了NCS333的混疊信號(hào)。

圖7. NCS333斬波穩(wěn)定型零漂移運(yùn)算放大器的混疊。這種混疊現(xiàn)象預(yù)計(jì)會(huì)發(fā)生在時(shí)鐘頻率附近，但我們卻沒(méi)有發(fā)現(xiàn)混疊。但在時(shí)鐘頻率的二次諧波中確實(shí)出現(xiàn)了混疊現(xiàn)象。

我們對(duì)競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的零漂移斬波穩(wěn)定放大器也進(jìn)行了混疊測(cè)試。該流行的放大器數(shù)據(jù)表表明它沒(méi)有混疊。然而，圖8描繪了在內(nèi)部時(shí)鐘的基本頻率上的混疊。對(duì)于這種放大器，以前采用頻譜和網(wǎng)絡(luò)分析器進(jìn)行的廣泛測(cè)試無(wú)法發(fā)現(xiàn)時(shí)鐘或其頻率的跡象。

圖8.競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的斬波穩(wěn)定型零漂移運(yùn)算放大器的混疊。

該5V，350千赫帶寬運(yùn)算放大器的數(shù)據(jù)表聲稱沒(méi)有混疊。

同樣，帶寬2 MHz的NCS21911精密運(yùn)算放大器在輸入信號(hào)為500 kHz，增益約為G=-1V/V時(shí)顯示有混疊，如圖9所示。

圖9.36V、2 MHz的精密放大器NCS21911的混疊。混疊仍然控制在500千赫處。居中的藍(lán)線是輸入信號(hào)，較大的紫紅線是放大器輸出，顯示有混疊。

但在相同條件下與其他制造商的對(duì)應(yīng)產(chǎn)品相比，NCS21911的混疊得到了較好的控制，如圖10所示。

圖10. 競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的36 V，2 MHz精密放大器的混疊在相同的

500 kHz信號(hào)頻率下的輸出表現(xiàn)出更不穩(wěn)定的行為。居中的藍(lán)線是輸入信號(hào)，較大的紫紅線是放大器輸出，顯示有混疊。

另一示例顯示在NCS21911和競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的2MHz斬波穩(wěn)定精密運(yùn)算放大器的比較中。NCS21911顯示單位增益緩沖電路中1MHz至2MHz范圍內(nèi)的最小混疊，如圖11所示。相比之下，競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的器件在1 MHz處表現(xiàn)正常，在1.5 MHz處表現(xiàn)出有混疊，以及在2 MHz(連同帶寬)時(shí)的混疊減少，如圖12所示。

圖11. NCS21911在單位增益電路中在1 MHz(頂部)、1.5 MHz(中間)和2 MHz(底部)處具有小信號(hào)，混疊最小。

圖12 .競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手的2MHz斬波穩(wěn)定型精密運(yùn)算放大器在1兆赫(頂部)，1.5兆赫(中間)，和2兆赫(底部) 有小信號(hào)。混疊(標(biāo)記為藍(lán)色)在1.5兆赫很明顯，并隨著輸入信號(hào)增加到2兆赫而減小。還請(qǐng)注意競(jìng)爭(zhēng)對(duì)手器件的較低帶寬，如底部波形所示。

并非每個(gè)斬波穩(wěn)定放大器都是相同的。因此在整個(gè)工作頻率范圍內(nèi)測(cè)試每個(gè)器件至關(guān)重要。

易混疊的系統(tǒng)

當(dāng)感興趣的信號(hào)伴隨著雜散信號(hào)的高頻耦合或大的高頻紋波時(shí)，系統(tǒng)容易出現(xiàn)混疊。結(jié)果可能僅包括傳遞不正確或有噪音的值，或控制回路落在不正確的工作點(diǎn)上。

根據(jù)Nyquist采樣定理，零漂移時(shí)鐘應(yīng)至少是感興趣信號(hào)的最大頻率分量的兩倍。換句話說(shuō)，輸入信號(hào)的最大頻率應(yīng)該小于或等于放大器內(nèi)部時(shí)鐘的一半。

如何遵守Nyquist采樣理論?確定信號(hào)頻率的上限(finCLOCK/2)很容易，但雜散信號(hào)、噪聲或紋波的拾取可能包含高于Nyquist頻率的頻率。然后，這些頻率可能混入適當(dāng)?shù)念l率范圍，從而導(dǎo)致錯(cuò)誤或不正確的讀數(shù)。

為了確保輸入信號(hào)的頻率成分被限制到可用的頻率范圍，可以在放大器之前添加低通濾波器。此濾波器用作抗混疊濾波器。通過(guò)衰減較高頻率(超出Nyquist頻率)，減少或消除混疊效應(yīng)。

在放大器輸入之前，抗混疊濾波必須是純模擬濾波。通常一個(gè)簡(jiǎn)單的RC濾波器就足夠了，如圖13所示。無(wú)需復(fù)雜的濾波器架構(gòu)。不要將放大器配置為有源濾波器電路中濾波器的一部分。

圖13. 抗混疊濾波器可以像兩段RC濾波器一樣簡(jiǎn)單。

濾波器必須置于放大器輸入的前面。

級(jí)聯(lián)零漂移放大器也可能帶來(lái)風(fēng)險(xiǎn)，因?yàn)槎鄠€(gè)時(shí)鐘頻率可能相互作用并導(dǎo)致混疊。

瞬態(tài)響應(yīng)考量

由于斬波器通道結(jié)構(gòu)采用基于時(shí)間的采樣方式，使得零漂移放大器實(shí)現(xiàn)較低的偏移量具有一定的時(shí)間特性，這就意味著偏移校正不會(huì)立即發(fā)生。在放大器輸入的大的動(dòng)態(tài)步，或者更糟的是，輸入過(guò)載可以創(chuàng)造條件，使環(huán)路將需要時(shí)間來(lái)重建低偏移量。這本質(zhì)上影響了穩(wěn)定的時(shí)間和行為。

使用較高的時(shí)鐘頻率已實(shí)現(xiàn)了相對(duì)快速的恢復(fù)和穩(wěn)定時(shí)間;然而，這些參數(shù)通常為幾十微秒或?qū)α闫品糯笃鞲?。通常情況下，這是由于設(shè)計(jì)權(quán)衡。在晶體管級(jí)放大器設(shè)計(jì)中，選擇更快的穩(wěn)定時(shí)間會(huì)導(dǎo)致更高的失調(diào)電壓。通常，較低的輸入失調(diào)電壓規(guī)格具有較高的優(yōu)先級(jí)。

導(dǎo)通時(shí)間和強(qiáng)固的設(shè)計(jì)

由于零漂移放大器含相當(dāng)多的邏輯電路，因此它們也包括一些在啟動(dòng)和電源故障(如停電)期間確保特定行為的方法也就不足為奇了。當(dāng)?shù)谝淮螁?dòng)一個(gè)偏置校正放大器，在很短的時(shí)間內(nèi)輸出將反映未經(jīng)校正的偏移量。一旦電源電壓達(dá)到電源復(fù)位(POR)電路設(shè)定的跳閘點(diǎn)，偏置校正機(jī)制需要幾個(gè)時(shí)鐘周期，直到放大器的輸出達(dá)到指定的失調(diào)電壓限值為止。

通常，從整個(gè)系統(tǒng)的角度來(lái)看，放大器啟動(dòng)時(shí)間并不是個(gè)關(guān)鍵項(xiàng)，因?yàn)樗ǔＴ谡麄€(gè)系統(tǒng)的啟動(dòng)時(shí)間內(nèi)。這可能是許多運(yùn)放制造商沒(méi)有在他們的零漂移放大器數(shù)據(jù)表中顯示這個(gè)參數(shù)的原因。應(yīng)該注意的是，啟動(dòng)時(shí)間也取決于放大器的配置增益-更大的增益可增加整體啟動(dòng)時(shí)間。

在非常關(guān)鍵的系統(tǒng)中，應(yīng)考慮這樣一個(gè)事實(shí)，即線性放大器簡(jiǎn)單地消除了這些錯(cuò)亂，提供更強(qiáng)固的啟動(dòng)性能。一些精密運(yùn)算放大器使用TRIM而不是斬波穩(wěn)定型或自歸零結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)低失調(diào)電壓。這采用放大器省去了任何時(shí)鐘系統(tǒng)。這在許多設(shè)計(jì)如大型工業(yè)斷路器中是個(gè)關(guān)鍵的考量。折中之處在于，這些微調(diào)線性放大器不一定達(dá)到零漂移放大器相同的超低輸入失調(diào)電壓性能。

改善軌對(duì)軌性能的零漂移效應(yīng)

軌對(duì)軌輸入運(yùn)算放大器使用兩個(gè)輸入對(duì)實(shí)現(xiàn)加寬共模輸入電壓范圍。PMOS對(duì)可用作較低輸入電壓區(qū)域的輸入級(jí)，而NMOS對(duì)可用于較高輸入電壓區(qū)域。每個(gè)輸入對(duì)具有其自己相應(yīng)的輸入失調(diào)電壓。當(dāng)共模電壓從一個(gè)區(qū)域移動(dòng)到另一個(gè)區(qū)域時(shí)，通常存在交叉區(qū)域，其中失調(diào)電壓從一個(gè)區(qū)域跳躍到下一個(gè)區(qū)域。

與非零漂移放大器相比，零漂移運(yùn)算放大器中的軌對(duì)軌輸入性能帶來(lái)了明顯的好處，顯著地降低了PMOS和NMOS輸入對(duì)之間的輸入級(jí)交叉區(qū)域的影響。接近共模輸入電壓極限的失調(diào)電壓和失調(diào)電壓漂移性能是極佳的，因此零漂移放大器也常用于高邊電流檢測(cè)等應(yīng)用。

零漂移對(duì)低頻噪聲的影響

零漂移斬波穩(wěn)定型放大器特別適合在較低頻率下進(jìn)行精確、高增益放大。通常，它們不表現(xiàn)出線性運(yùn)放的較高帶寬，它們的時(shí)鐘頻率的位置為信號(hào)保真度確立了一個(gè)實(shí)用的頻率限制，如在關(guān)于混疊的章節(jié)中所述。這使得在低頻的性能特別重要，而且斬波穩(wěn)定型架構(gòu)通過(guò)消除經(jīng)典的線性運(yùn)放1/f輸入電壓噪聲，進(jìn)一步有助于低頻可用性(見(jiàn)圖14)。

許多高增益?zhèn)鞲衅鲬?yīng)用處于低頻，使得零漂移放大器成為這一功能的自然選擇。盡管這里使用了術(shù)語(yǔ)“低頻”，但是這些放大器通常提供高達(dá)100 kHz的優(yōu)異性能。

與電壓噪聲一樣，斬波穩(wěn)定也消除了1/f電流噪聲。但由于輸入開(kāi)關(guān)的電荷注入，斬波穩(wěn)定型放大器顯示出斬波中更大的輸入電流噪聲。這增加的電流降低了輸入阻抗可導(dǎo)致噪聲等于或超過(guò)電壓噪聲水平的水平。以NCS333為例，62-NV/√Hz輸入電壓噪聲在1 kHz下，當(dāng)輸入阻抗大于177 kΩ時(shí)，350-fA/√Hz輸入電流噪聲將導(dǎo)致噪聲超過(guò)輸入電壓噪聲。

相比之下，零漂移自歸零放大器把噪聲降到基帶。與斬波穩(wěn)定型結(jié)構(gòu)相比，這給自歸零結(jié)構(gòu)帶來(lái)了在輸入信號(hào)處于直流或低頻時(shí)的一個(gè)缺點(diǎn)。

零漂移對(duì)輸入電流的影響

由于斬波穩(wěn)定技術(shù)，所有的零漂移放大器都存在輸入電流尖峰。這些電流尖峰是由電荷注入和時(shí)鐘饋通引起的。輸入電流在IIB規(guī)范中被平均，但輸入偏置電流不是真正恒定的。實(shí)際上，輸入電流尖峰隨著時(shí)鐘頻率周期性地出現(xiàn)。

當(dāng)輸入電流流過(guò)輸入電阻時(shí)，這會(huì)導(dǎo)致輸入電壓尖峰，使增益倍增。為了最小化電壓尖峰，不推薦使用非常大的輸入電阻值。輸入電流尖峰也可以用一個(gè)簡(jiǎn)單的低通RC濾波器濾除，如圖13所示。濾波器頻率應(yīng)設(shè)置在斬波采樣率以下。

此外，輸入電流尖峰使零漂移放大器不適用于測(cè)量輸入電流的跨阻抗放大器。

SPICE模型中零漂移效應(yīng)的缺失

SPICE仿真不提供對(duì)零漂移放大器行為(如混疊)的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是連續(xù)時(shí)間模型。它們被設(shè)計(jì)成盡可能接近運(yùn)算放大器的線性性能。斬波器未建模。它們是連續(xù)的時(shí)間，因?yàn)殓娍睾筒蓸拥南到y(tǒng)仿真得更慢。

總結(jié)

零漂移放大器提供出色的DC和低頻性能。增益帶寬積是用于確定零漂移放大器電路實(shí)際帶寬的不甚理想的規(guī)格，特別是因?yàn)樗鼈兊膬?nèi)部時(shí)鐘在這帶寬內(nèi)。實(shí)現(xiàn)最佳性能需要了解不總是可用的內(nèi)部時(shí)鐘頻率，但有時(shí)其他線索和測(cè)試將顯示出來(lái)。