三相高頻PWM整流器的預(yù)測(cè)電流控制

    摘要：研究了三相高頻PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，分析了預(yù)測(cè)電流控制方法的基本原理，給出了電壓控制環(huán)路計(jì)算的方法。最后給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

    關(guān)鍵詞：三相高頻PWM整流器；預(yù)測(cè)電流控制；原理與計(jì)算

引言

傳統(tǒng)的相控整流器和二級(jí)管整流器存在功率因數(shù)低、電流諧波含量高、對(duì)電網(wǎng)污染嚴(yán)重等缺點(diǎn)。高頻PWM整流器功率因數(shù)可達(dá)1，輸入電流為正弦，且可向電網(wǎng)回饋能量,克服了傳統(tǒng)整流器的缺點(diǎn)。高頻PWM整流器在控制算法上一般采用電壓、電流雙環(huán)設(shè)計(jì)，以控制直流輸出電壓的穩(wěn)定并使輸入電流為正弦。在電流控制算法上，常常采用將模型轉(zhuǎn)換到同步旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系的方法，以實(shí)現(xiàn)d、q軸電流的解耦控制為目標(biāo)，這種算法常常需要鎖相環(huán)等環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)d、q軸的定位，比較復(fù)雜。本文研究了一種預(yù)測(cè)電流控制法，能實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的快速響應(yīng)，且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。

圖1

1 三相高頻PWM整流器模型和預(yù)測(cè)電流控制的基本原理

三相電壓型高頻PWM整流器主電路如圖1所示。由圖1可得

式中：USa，USb，USc分別為三相電源電壓；

iSa，iSb，iSc為相應(yīng)的三相電流；

UCa，UCb，UCc分別為A，B，C三點(diǎn)處的電壓，為三個(gè)控制量，決定于各橋臂的占空比和直流輸出電壓；

L為各相串聯(lián)電感的電感量。

用前向差商代替微分對(duì)式（1）離散化，得

式中：Ts為采樣周期。

為了減小時(shí)延的影響，可利用已知狀態(tài)，預(yù)測(cè)下一個(gè)采樣時(shí)刻達(dá)到電流iSi＊所需的控制電壓USi＊，因此，由式（2）可得

式（3）的意義是，根據(jù)當(dāng)前已知的狀態(tài)變量USi(k)及iSi(k)和參數(shù)值Ts及L以及下一步指令電流值iSi＊(k＋1)，預(yù)測(cè)使電流在第k＋1步達(dá)到iSi＊(k＋1)所需的電壓UCi＊(k)。如果在此瞬間在圖1的A、B、C三點(diǎn)處能分別得到式（3）所要求的電壓，那么在第k＋1步即可得到所需要的電流iSi(k＋1)。

式（3）中預(yù)測(cè)電流值由式（4）得出

式中：I＊為直流輸出電流的指令值，在穩(wěn)態(tài)時(shí)為一個(gè)恒定直流量。

圖2

    穩(wěn)態(tài)時(shí)USa2＋USb2＋USc2及Uo也為恒定直流量，因此，iSi＊與USi成正比。由于USi為正弦，因此，預(yù)測(cè)電流值（即電流指令）iSi＊與輸入電壓形狀相同，都為正弦，相位也相同，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)為1的控制。由式（4）得

這說(shuō)明式（4）式保證了輸入輸出功率的平衡，即按式（4）給出的電流預(yù)測(cè)值既可控制輸入電流的波形，也可控制其大?。ㄒ蚨部刂屏溯敵龉β实拇笮。?。

2 控制環(huán)路的設(shè)計(jì)

采用預(yù)測(cè)電流控制方法后，電流環(huán)的響應(yīng)非?？?，可用一個(gè)一階慣性環(huán)節(jié)代替。雖然三相電流是各自正弦變化的，但從功率平衡角度來(lái)說(shuō)，等效于直流電壓、電流的變化。因此，整個(gè)系統(tǒng)的控制環(huán)路可等效為圖2結(jié)構(gòu)。

    圖2中C為電解電容的電容值。直流輸出電流指令I(lǐng)＊由輸出直流電壓的指令Uo＊和反饋值Uo之差e=Uo＊－Uo放大得到。

由式（4）可見(jiàn)，為了保證輸入電流的正弦形，指令電流I＊的波動(dòng)要盡量平緩，換句話說(shuō)由式（6）決定的輸出電壓控制器的帶寬要盡量地窄。由于電網(wǎng)頻率為50Hz，因此，電壓環(huán)的帶寬要遠(yuǎn)低于50Hz。但為了使動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間不至于過(guò)慢，帶寬又要求越寬越好。綜合上述兩方面因素，實(shí)際系統(tǒng)中轉(zhuǎn)折頻率取為ω=1/τ=2π5s－1。由于采樣周期Ts很小，帶寬又很低，高頻濾波環(huán)節(jié)影響很小，因此，式（7）可簡(jiǎn)化為G=(Kp/τ C)(1＋sτ)/s2，其波特圖如圖3所示。圖3中τ=30ms，電壓環(huán)的放大倍數(shù)Kp=C/(2τ)，相角裕度約45°。按此設(shè)計(jì)的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)可以使系統(tǒng)絕對(duì)穩(wěn)定。

圖4

3 矢量控制算法

按式（3）算出的各相電壓值與三角波比較，可得出各橋臂的開(kāi)關(guān)時(shí)刻，這就是一般的SPWM法，如圖4(a)所示。

也可采用矢量控制法，其本質(zhì)是對(duì)零狀態(tài)的控制。如可令一個(gè)PWM周期中的三相線電壓為零的狀態(tài)（即零矢量狀態(tài)）全部固定為上橋臂全導(dǎo)通，如圖4(b)所示。這時(shí)三相調(diào)制電壓變?yōu)?/P>

并有

可見(jiàn)，三相調(diào)制電壓同時(shí)偏移某個(gè)值后其合成的空間電壓矢量不變，因而控制效果不變。但這樣處理帶來(lái)許多好處，如開(kāi)關(guān)次數(shù)降低、母線電壓利用率提高、轉(zhuǎn)換效率提高等。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所提出的三相高頻整流器最小損耗控制方法的正確性，試制了一臺(tái)3kW樣機(jī)并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。其中濾波電感為6mH，濾波電容為500μF，開(kāi)關(guān)頻率為10kHz?？刂齐娐芬訢SP（TMS320LF2407A）為核心構(gòu)成全數(shù)字化控制器，如圖5所示。電流環(huán)、電壓環(huán)和空間矢量PWM算法全部由軟件實(shí)現(xiàn)。圖6(a)為交流輸入電壓為三相250V，輸出直流電壓為500V時(shí)的輸入電壓、電流和直流輸出電壓波形圖，圖6(b)為交流輸入電壓為三相380V，輸出直流電壓為600V時(shí)相應(yīng)的波形圖。可見(jiàn)輸入電流為正弦波且與輸入電壓相位是一致的。當(dāng)輸入電壓與輸出電壓差別較大時(shí)，電流控制得更好些。

5 結(jié)語(yǔ)

本文研究了一種三相高頻PWM整流器的電流控制方法，能實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電流快速、精確的控制。分析了系統(tǒng)的環(huán)路傳遞函數(shù)，給出了設(shè)計(jì)方法。指出采用矢量控制可降低開(kāi)關(guān)次數(shù)和開(kāi)關(guān)損耗，提高系統(tǒng)的運(yùn)行效率。最后給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果。