正弦逆變器控制軟件設(shè)計(jì)

    摘要：介紹單相全橋逆變器的工作原理，闡述產(chǎn)生SPWM波和實(shí)現(xiàn)PI控制的算法，給出以DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)實(shí)現(xiàn)控制的軟件流程。實(shí)驗(yàn)表明利用軟件完成逆變器控制是可行的。

    關(guān)鍵詞：正弦逆變器；控制；SPWM；PI；DSP

目前，正弦逆變器的控制通常采用模擬電路或數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)。由于硬件的固有缺點(diǎn)和不能實(shí)施先進(jìn)的控制策略，致使逆變器的性能不能極大的提高。隨著高速微處理器的問世，特別是具有高速運(yùn)算、處理和控制能力的DSP的出現(xiàn)，使得對(duì)正弦逆變器采用新的控制方法成為可能。文中將重點(diǎn)介紹采用DSP實(shí)現(xiàn)正弦逆變器控制的方法。

圖1

1 全橋正弦逆變器

圖1示出單相全橋逆變器的原理電路及波形。其中H橋和濾波電路完成直流到交流的變換,濾去諧波，獲得交流電；控制電路完成對(duì)H橋中開關(guān)管的控制，并使輸出交流電的電壓、頻率和波形穩(wěn)定。

SPWM的生成原理及波形如圖2所示。由于采用正弦波調(diào)制波(Ussintωst)與三角波載波(幅值為Uc的正三角波，頻率為ωc)相交來獲得SPWM波，因此，基波頻率為調(diào)制波的頻率，基波幅值與調(diào)制比M(M=Us/Uc)成正比關(guān)系，諧波含量少。正弦逆變器常采用SPWM控制，利用調(diào)制波控制輸出波形頻率，調(diào)整M來控制輸出電壓幅值。

工作時(shí)，H橋中Vl、V4在前半周期內(nèi)以圖2中的SPWM信號(hào)閉合，V2、V3斷開；在后半周期內(nèi)V1、V4斷開，V2、V3以SPWM信號(hào)閉合。故在整個(gè)周期內(nèi)H橋輸出波形如圖1(b)所示。這樣，對(duì)該波形進(jìn)行濾波，即可獲得頻率為ωs。，幅值正比M與調(diào)制比M的正弦交流電。

2 H橋控制方案和信號(hào)的數(shù)字化

2．1 控制方案

對(duì)逆變器的控制主要包括對(duì)SPWM的控制(即H橋開關(guān)管開關(guān)方式)和對(duì)SPWM脈寬的控制(即調(diào)整M，使輸出電壓穩(wěn)定的反饋控制，一般采用平均電壓控制技術(shù)，即PI控制)二部分。

SPWM的控制方式可分為單極性和雙極性二種。在傳統(tǒng)的單極性或雙極性控制方式中，開關(guān)管均工作在高頻條件下，這樣雖然可以得到較理想的正弦輸出電壓波形，但也產(chǎn)生了較大的開關(guān)損耗，且頻率越高，損耗越大。

圖3所示的混合型單極性控制方式(HSPWM UVI～Uv4)波形分別對(duì)應(yīng)圖1(a)中V1～V4．開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào))可較好地解決這一矛盾，既能得到理想的正弦波形，又能適當(dāng)?shù)販p小開關(guān)損耗。在這種工作方式下．工作在較高開關(guān)頻率的2只功率管互補(bǔ)導(dǎo)通，得到理想的正弦波形，另外2只功率管工作在輸出基波頻率條件下，從而減小了開關(guān)損耗。

2．2 SPWM波生成數(shù)字化

圖4示出采用三角波作為載波的規(guī)則采樣獲得的SPWM波，在三角波零峰tD時(shí)刻對(duì)正弦調(diào)制波采樣得到D點(diǎn)，過D點(diǎn)作水平直線與三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，在A點(diǎn)的時(shí)刻tA和B點(diǎn)的時(shí)刻b間輸出高電平，其他時(shí)刻輸出低電平。根據(jù)三角關(guān)系，可以得出

其中σ為脈沖寬度。

逆變器控制信號(hào)中，調(diào)制波和載波頻率一定，tD時(shí)刻為n倍三角波周期(n=1，2，…，N。N=Ts／Tc，N為載波比，E為正弦波周期)，如果一個(gè)周期內(nèi)有Ⅳ個(gè)矩形波．則第n個(gè)矩形波的占空比D為：

2．3 PI調(diào)節(jié)器數(shù)字化

圖5為模擬PI調(diào)節(jié)示意圖，可以計(jì)算出

離散化后整理可得：

3 基于DSP的控制軟件

實(shí)現(xiàn)逆變器控制主要依靠DSP的事件管理模塊和A／D轉(zhuǎn)換模塊。事件管理模塊由通用定時(shí)器f提供時(shí)間基準(zhǔn))、非對(duì)稱／對(duì)稱波形發(fā)生器、可編程的死區(qū)發(fā)生單元、輸出邏輯控制單元等組成，以實(shí)現(xiàn)SPWM波。A／D轉(zhuǎn)換模塊采樣輸人的平均電壓并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。

    3．1 HSPWM控制方式軟件實(shí)現(xiàn)

如圖4所示，SPWM波是用三角波和正弦波相交比較而得到的。采用DSP產(chǎn)生SPWM波的設(shè)置如下：

三角波的獲得是將事件管理器計(jì)數(shù)模式設(shè)置為連續(xù)增減計(jì)數(shù)，其計(jì)數(shù)從0增到TxPR再減到0，其周期為2TxPR，即載波的周期為2TxPR。由于正弦波采用在線計(jì)算會(huì)影響運(yùn)行速度，所以采用離線計(jì)算方法。在程序開始時(shí)．按照規(guī)則采樣法計(jì)算nTe處的正弦值(即三角波和正弦波比較點(diǎn)的值)，并存于數(shù)組中，需要時(shí)通過中斷調(diào)用該值。

SPWM波的獲得是在DSP事件管理器的比較單元工作時(shí)，通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)器TxCNI’的值與比較寄存器CMPRx的值不斷進(jìn)行比較。當(dāng)二者匹配時(shí)，PWM電路按照輸出邏輯輸出二路極性相反的PWM波。在逆變器控制中，載波比固定，半個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖個(gè)數(shù)、占空比固定，TxPR值固定，形成SPWM正弦波的CMPRx的值為TxPRMsinomTc(即圖4中D點(diǎn)正弦值)，所以，在計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)最大時(shí)(TxCNll-TxPR，即三角波凸點(diǎn)處)中斷．更新CMPRx的值，就可以輸出SPWM。

在圖3中HSPWM控制信號(hào)Uvi與Uv2、Uv3與Uv4極性相反。在DSP中只需要兩個(gè)全比較單元。如UV1與UV2控制信號(hào)，在前半周期，CMPRx設(shè)置為0，則輸出相對(duì)應(yīng)的高、低電平控制信號(hào)，在后半周期，利用中斷更新CMPRx的值即可獲得圖3所示的UVI與Uv2控制信號(hào)UV3與UⅥ控制信號(hào)。同理可獲得。產(chǎn)生HSPWM控制信號(hào)的軟件流程如圖6所示。

3．2 PI算法的軟件

采用平均電壓反饋的逆變器，需要采樣輸出電壓的平均值。電壓采樣值低于3．3V可直接輸入DSP的A／D通道進(jìn)行轉(zhuǎn)換以獲得Vf(k)，再確定Kp和K1即可。

    在實(shí)際應(yīng)用中，還需對(duì)PI調(diào)節(jié)器加以限制．當(dāng)偏差值輸入較大時(shí)，輸出值會(huì)很大，可能會(huì)使輸出飽和，這樣對(duì)開關(guān)管有很大的沖擊，而且會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要對(duì)PI調(diào)節(jié)器的輸出限幅，即當(dāng)I u(k)

|>umax時(shí)，令u=umax或u=umin。

另外，PI控制器中積分環(huán)節(jié)的目的主要是消除靜差、提高精度。但在電壓大幅度變化如啟動(dòng)、結(jié)束時(shí)，在短時(shí)間內(nèi)系統(tǒng)輸出有很大的偏差．會(huì)造成PI運(yùn)算的積分積累，從而引起較大的超調(diào)．導(dǎo)致系統(tǒng)的振蕩。根據(jù)實(shí)際情況，設(shè)定閾值δ>0。當(dāng)le(k)I>δ時(shí)．

圖7

    采用P控制，這樣可避免過大的超調(diào)，而且保持較快的響應(yīng)速度。當(dāng)le（k)|≤ω時(shí)，采用PI控制，可保證系統(tǒng)的控制精度。具體程序流程如圖7所示。

4 實(shí)驗(yàn)及結(jié)論

以DSP控制4kW、230V、400Hz逆變器時(shí)的各部分波形如圖8所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于DSP控制的逆變器可以滿足要求。