引言
目前工作于中波和短波波段的調幅廣播質量遠遠低于人們的收聽要求，2004年制定的數字音頻廣播DRM技術標準，是一種在原中短波頻帶內，仍占用9kHz(或l0kHz)帶寬，可提供無干擾的接近調頻立體聲質量的廣播技術。DRM廣播是繼調幅廣播、調頻廣播之后的第三代廣播方式，它的出現(xiàn)標志著廣播系統(tǒng)正由模擬向數字體制過渡。目前，國內外采用的DRM接收機大多基于PC的DRM軟件接收機，已經比較成熟，但其應用范圍受到一定限制。因此為促進DRM系統(tǒng)的推廣，需要一種成本較低、可靠性高、體積小和攜帶方便的硬件DRM接收機。
DRM系統(tǒng)采用OFDM調制方式，具有多種傳輸模式，適用于多種信道和帶寬的傳輸方式，可以傳送音頻流及數據流。圖1和圖2分別給出了DRM發(fā)射系統(tǒng)結構和接收終端原理圖。
圖1 DRM發(fā)射系統(tǒng)原理圖
圖2 接收終端結構原理圖
DRM系統(tǒng)關鍵技術
DRM關鍵技術包括OFDM調制解調、信道估計和同步等。
OFDM調制與解調技術
OFDM系統(tǒng)實現(xiàn)如圖3所示。發(fā)送數據在頻域進行編碼映射，經過IFFT運算變換到時域：
圖3 OFDM調制/解調實現(xiàn)框圖
（1）
式中Xn,k表示第n個符號，第k個子信道上調制的信號T為子載波上的符號周期，子載波間的頻率間隔為Δf=1/T，整個符號周期為T+Tg，g(t)為發(fā)送濾波器波形。經IFFT后，頻域信號調制到了各個正交的子載波上，完成了正交頻分復用。每個OFDM碼元前加上保護間隔Tg=LT/N。保護間隔大于最大時延擴展，這樣所有時延小于保護間隔的多徑信號將不會延伸到下一個碼元期間，因而有效地消除了碼間串擾。OFDM信號經加窗函數以降低帶外信號的功率，經低通濾波后調制到主載頻發(fā)射到信道。
接收端的處理過程與發(fā)射端相反，信道出來的信號先經過主載頻解調，低通濾波A/D轉換及串并變換后，再進行FFT得到一個符號的數據。對所得數據進行均衡，以校正信道失真。然后進行譯碼判決和并串變換，恢復出原始的二元數據序列。表1給出了DRM系統(tǒng)OFDM參數。
信道估計是進行相關檢測、解調和均衡的基礎。DRM系統(tǒng)在發(fā)送端適當位置插入導頻單元，接收端利用導頻恢復出導頻位置的信道信息，然后利用如內插、濾波、變換等處理手段，獲得所有時刻的信道信息。OFDM信道估計算法采用最小平方差(LS)算法和線性最小均分差(LMMSE)算法。其中LS算法定義為:
(2)
其中k的分布服從導頻分布規(guī)律，H*k,LS代表在子載波k點經過LS估計得到的信道信息，Xk是發(fā)送值，Yk是經過信道的接收值，Nk為噪聲，其中條件方差為E（│Vk│2│Xk│）=2δ2n / │Xk│2。LS算法計算量較少，但是其中的誤差Vk也大。為了減少誤差影響，可以采用LMMSE算法進行平滑，它是基于估計信道的自相關函數Rh和信道噪聲方差δ2n得到的，導頻處的信道估計值為：
(3)
其中h*LS和h*LMMSE是LS和LMMSE估計得到的導頻處的信道值。信道相關矩陣為Rh=E(hhH)。X是一個對角矩陣，其對角線上的值為相應的導頻上的發(fā)送值，上標H代表共扼轉置。LMMSE要比LS性能要好4dB左右，但計算量LMMSE要比LS復雜。在DRM系統(tǒng)中，用于信道估計的導頻定義為 Ps,k=as,k ej2πν[s,k] ，通常as,k=21/2，對于一些邊界子載波as.k=2。
同步技術
DRM系統(tǒng)是連續(xù)傳送模式，與基于802.11a標準的無線局域網的突發(fā)傳輸系統(tǒng)不同。突發(fā)傳輸模式的前綴碼通常很短，這就要求能利用有限的前綴碼實現(xiàn)快速同步。而連續(xù)傳輸模式中系統(tǒng)信息是連續(xù)傳的。因此，接收機有更多的時間進行可靠的有效信號檢測，然后進行的各種誤差估計補償。同步包括頻率同步、時間同步（符號同步、定時同步）和采樣頻率同步。圖4給出了DRM同步方案框圖。
圖4 DRM同步算法框圖
圖5給出了使用信道2(典型中波)、魯棒模式B、SNR=30dB時，對數據通道MSC在同步和信道估計前后接收到的信號星座圖仿真結果。從圖中可以看出，經過同步、信道估計處理后，星座圖明顯改善。
（a）同步和信道估計前
（b）同步和信道估計后
圖5 同步和信道估計前后MSC（64QAM）星座圖
接收機終端方案
基于軟件無線電的DRM接收機
1）基于TMS320DM6446的接收機硬件平臺
基于軟件無線電技術DRM接收機的硬件平臺如圖6所示，考慮到具有體積小、可靠性高、成本低及較好的實時性要求，采用TI公司針對多媒體、低功耗手持設備應用開發(fā)的雙處理器核芯片TMS320DM6446為核心的硬件平臺。利用DSP芯片強大的信號處理能力，來完成OFDM解調、信道解碼及解復用任務，利用ARM926完成音頻、數據解碼和系統(tǒng)的功能控制及管理。
圖6 基于軟件無線電結構的DRM接收機
該終端硬件平臺包括調諧器、控制和DSP處理三個模塊。調諧器模塊主要由前端調諧器、混頻器及濾波器組成，作用是為系統(tǒng)提供合適的中頻信號。接收機前端應選用靈敏度高、動態(tài)范圍大、集成度高的器件，這里選擇ST公司的高性能車載收音機前端調諧器TDA7511，它包括混頻、中頻放大、自動增益控制、AM/FM解調、PLL鎖相環(huán)和質量監(jiān)測等，具有集成度高、所需外圍器件少和占用電路板面積小的優(yōu)點，是射頻前端的核心部件?？刂颇K主要由DM6446中的ARM9組成，配以外圍電路實現(xiàn)系統(tǒng)的控制及管理。DSP處理模塊是本終端的核心模塊，主要由DM6446中的TMS320 C64x+組成，經模數變換后的數據流被送入DSP，完成DRM信號的解調、信道解碼及解復用任務，最后將結果輸出給ARM9，得到音頻信號。
調諧器的濾波器組是將空中接收到的信號劃分為各個波段進行接收，以便濾除雜波，提高整個接收機的信噪比，增強靈敏度指標。濾波器選擇橢圓函數濾波器，其在通帶和阻帶內的頻響都呈現(xiàn)等波紋特性，其主要參數為濾波器階數為3、通帶內波動為0.25dB、阻帶內衰減為50dB、阻抗為50Ω和插入損耗為6dB。
TDA7511內部具有兩個混頻器，其先將天線收到的信號混頻到10.7MHz，再將信號二次混頻到455kHz，然后模擬信號經過濾波、放大后送入外部混頻器。外部混頻器選用PHILIPS公司的SA612芯片，將455kHz模擬信號混頻到12kHz中頻上。SA612是內部帶振蕩器和電壓參考的雙平衡混頻器，具有低功耗、集成度高的優(yōu)點，其振蕩器可被配置為晶體或調諧操作模式，操作靈活。A/D采樣用于將12kHz模擬信號數字化，A/D芯片的采樣率至少應大于24kHz(12kHz的2倍)，這里選用AD9225模數轉換芯片。AD9225為單電源供電、12位精度、25MSPS高速模數轉換器，信噪比為71dB,雜散動態(tài)范圍為85dB。
TMS320DM6446是具有雙核達芬奇架構的產品，具有高性能、低功耗、大存儲容量和外設接口靈活等優(yōu)點，可以增添接收機硬件平臺性能、靈活性和可靠性。外接存儲器連接到其EMIF接口，由FLASH和SDRAM組成。FLASH選用一個512K×8b的AM29LV040B芯片，用于存放應用程序，SDRAM選用16MB的HY57V281620芯片。系統(tǒng)工作時，F(xiàn)LASH中的程序在工作時被復制到DM6446的內部存儲空間，并在內部存儲器中開始運行，而外部的16MB SDRAM主要用于存儲處理后的數據。為了更方便地與計算機交換數據，設置了RS232接口/USB接口。
圖6的調諧器部分也可采用Mirics公司MS1001多頻段移動廣播調諧器，實現(xiàn)DRM、模擬AM、FM和DAB的多制式移動廣播功能。
2）DRM接收機軟件總體流程
接收機程序分兩部分，其中C64x+ DSP主要完成OFDM解調、信道解碼及解復等功能，并將結果輸出給ARM926，然后由ARM926完成音頻、數據解碼和系統(tǒng)的控制及管理功能。其程序流程如圖7所示。
圖7 DRM接收機軟件總體流程圖
基于專用集成電路的DRM接收機
圖8給出了基于DRM專用集成電路TMS320 DRM350的多制式接收機方案。
圖8 基于TMS320 DRM350的DRM接收機
TMS320 DRM300/DRM350是TI公司推出的世界第一塊支持DRM標準的專用單芯片。RS500是RadioScape推出的基于TI DRM300與DRM350芯片的模塊，支持DRM、模擬AM、FM和DAB標準，RS500模塊實現(xiàn)了圖6中的全部DRM接收機功能。以RS500為基礎，可以快速、低成本地開發(fā)出可靠性高的多制式便攜式DRM接收機。圖8就是一種成本較低、可靠性高、體積小和攜帶方便，可接收DRM、模擬AM等多制式廣播信號的接收機方案，外部MCU單片機，通過I2C控制RS500的配置及工作。
結束語
本文主要研究了DRM系統(tǒng)設計技術，詳細分析了DRM關鍵技術的實現(xiàn)方法。數字廣播逐漸取代模擬廣播是必然的發(fā)展趨勢，但在過渡期間二者是共存的。針對目前DRM接收機大多是基于PC的DRM軟件接收機，應用范圍受到一定限制，文章提出了兩種成本較低、可靠性高、體積小和攜帶方便的多制式硬件DRM接收機方案。采用這種數字、模擬AM混合接收機，可以促進DRM系統(tǒng)的推廣，實現(xiàn)從當前的模擬廣播到數字廣播的平滑過渡。
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