一種二極管箝位級聯(lián)拓撲在直驅風電系統(tǒng)中的應用研究
為滿足風力發(fā)電對高壓、大功率和高品質變流器的需求，多電平變流器拓撲得到了廣泛關注。變流器采用多電平方式后，可以在常規(guī)功率器件耐壓基礎上，實現高電壓等級，獲得更多級(臺階)的輸出電壓，使波形更接近正弦，諧波含量少，電壓變化率小，并獲得更大的輸出容量。多電平變流器具體電路拓撲可分為5類：二極管箝位型、雙向開關互聯(lián)型、飛跨電容型、兩電平變流器組合型、單相H橋級聯(lián)型等。其中單相級聯(lián)H橋型和二極管中點箝位型多電平拓撲結構簡單，控制靈活，近年來在大功率變頻調速、無功補償、大功率穩(wěn)壓電源等方面均有較多的應用；在PWM控制方法中，研究較多的是特定諧波消除PWM調制、多載波SPWM調制、載波相移SPWM調制和空間矢量調制等。
雖然級聯(lián)H橋型多電平拓撲和二極管中點箝位三電平拓撲的應用已經比較成熟，但是當需要的電平數進一步增加時，前者需要更多的獨立直流電源，后者則需要更多的箝位器件并存在電容電壓平衡的問題，所以，目前二極管箝位多電平以三電平和五電平為主。因此，將級聯(lián)H橋和二極管箝位三電平拓撲相結合，則可以利用兩者的優(yōu)勢，針對這種結構有不同的控制方法，如消諧波SPWM控制、SVPWM控制等。
本文針對二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓撲，提出了一種消諧波SPWM和載波相移SPWM相結合的控制方法，通過采用不同相位的三角載波，使二極管箝位五電平H橋能夠方便地產生多電平輸出，同時使五電平功率單元可以方便地級聯(lián)在一起。對這種拓撲在永磁直驅風電系統(tǒng)中的應用進行了初步探索，采用18相永磁同步發(fā)電機+移相變壓器+12脈波整流器+二極管箝位五電平級聯(lián)H橋，能夠進一步提高輸出電壓和功率等級，為風力發(fā)電輸出不用升壓變壓器即可直接并入中壓電網提供了進一步的可能性。
1 拓撲結構分析
圖1是本文采用的二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓撲在直驅型變速恒頻風電系統(tǒng)中的應用原理圖，其中圖1(a)為系統(tǒng)結構簡圖，圖1(b)為二極管箝位五電平H橋功率單元原理圖。圖1(a)中風電機組拖動多相永磁同步發(fā)電機，永磁同步發(fā)電機為18相電機，共有6組輸出繞組，每組繞組間相位差20°，每組繞組分別進入二極管箝位功率單元，共有6個功率單元構成三相逆變器，每2個功率單元進行級聯(lián)構成一相輸出，三相輸出通過濾波電感并入電網。圖1(b)中，輸入為永磁同步發(fā)電機的一組三相繞組，經過三繞組移相變壓器，移相變壓器為DDY結構，匝比為1:1:
，副邊兩路輸出的相位差30°，由12脈波二極管整流器整流得到獨立的直流電源，其中直流側電容由兩個電解電容串聯(lián)構成，電容的中點作為二極管箝位功率電路的中點，并且和兩個6脈波二極管整流器的中點連接，直流電經過二極管箝位五電平H橋進行逆變，輸出單相交流電。由功率單元1、2、3分別和4、5、6級聯(lián)構成三相輸出。
圖1的電路結構是二極管箝位三電平和H橋電路的結合。為獲得單相九電平輸出，二極管箝位型多電平變換器每相需要16個功率器件、56個箝位二極管，三相只需要一個直流電源，但是箝位二極管數量較多，對其耐壓要求較高，提高了系統(tǒng)成本，并存在電容電壓平衡問題，這給控制和實際應用帶來困難。常規(guī)兩電平級聯(lián)H橋多電平變換器為獲得九電平輸出需要同樣的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要12路獨立直流電源，需要的獨立電源數量較多。圖1的電路結構，以兩個二極管箝位三電平橋臂構成五電平H橋，再以兩個五電平H橋實現單相九電平輸出，需要的功率器件一樣，每相只需要8個箝位二極管，三相共需要6路獨立直流電源，大大減少了箝位二極管和獨立直流電源的數量，從而綜合了兩種多電平電路結構的優(yōu)勢。
圖1的拓撲結構可以概括為多相永磁同步發(fā)電機+移相變壓器+12脈波整流器+三相二極管箝位級聯(lián)逆變器，其中功率單元的結構為移相變壓器+12脈波整流器+二極管箝位五電平H橋逆變器。采用這樣的電路結構方便進行模塊化設計，能夠在常用功率器件電壓等級的基礎上，進一步提高系統(tǒng)的功率等級和電壓等級，隨著多相永磁同步發(fā)電機應用的不斷增加，可以方便地提供多路獨立直流電源，電壓等級的提高使輸出不用接變壓器即可并入更高一級的電網成為可能。
使用移相變壓器和12脈波整流器構成變流器的輸入環(huán)節(jié)，實現簡單，可靠性高，能夠在發(fā)電機側獲得接近正弦波的電流波形，提高電機側的功率因數，有效降低電機的損耗；二極管箝位五電平H橋單元構成的功率單元，能夠和常規(guī)H橋一樣方便地進行級聯(lián)，二極管箝位電路中點與12脈波整流器中點連接，能夠有效保持每個功率單元中點電位的平衡，從而降低了控制的難度。輸出電壓電平數的增加，可以大大降低輸出THD和dv／dt，使逆變器功率器件的開關頻率進一步降低，從而減小開關損耗，提高系統(tǒng)效率，同時減小輸出濾波電感的體積和重量，降低濾波器的成本。
2 控制原理
消諧波SPWM可以直接用于二極管箝位型、電容箝位型多電平電路，也適用于其他類型的多電平結構，載波相移SPWM一般用在級聯(lián)H橋型、電容箝位型多電平電路。本文針對圖1的拓撲結構，采用消諧波SPWM和載波相移SPWM相結合的調制方法，能夠較好地應用在二極管箝位五電平級聯(lián)H橋電路中。
圖2是所采用的載波調制原理圖，其中圖2(a)是a相二極管箝位功率單元級聯(lián)結構圖，圖2(b)是載波調制方法原理圖，以a相為例進行說明。圖2(a)中，二極管箝位五電平H橋功率單元1和單元4級聯(lián)構成a相輸出，假設圖2(a)中功率單元1的兩個三電平橋臂自左而右分別為橋臂1和橋臂2，功率單元4的兩個三電平橋臂自左而右分別為橋臂3和橋臂4，對應圖2(b)中，載波uc1、uc2和uc3、uc4分別為橋臂1和橋臂2使用的載波，載波uc5、uc6和uc7、uc8分別為橋臂3和橋臂4使用的載波，ua為a相正弦參考波。載波uc1、ucz和uc3、uc4，uc5、uc6和uc7、uc8為幅值、相位完全一樣但位置不同的三角載波，對應功率單元中的每個橋臂，采用的是消諧波SPWM方法，橋臂1、2、3、4之間是載波相移SPWM方法，假設橋臂1的載波相位為0°，則橋臂2的載波相位為180°，橋臂3的載波相位為90°，橋臂4的載波相位為270°，因此圖2所示的載波調制方法是消諧波SPWM和載波相移SPWM的結合。以功率單元1為例說明，橋臂1的4個功率器件，S1和S3的驅動互補，S2和S4的驅動互補，ua與載波uc1進行比較作為S1的驅動信號，當ua>uc1時驅動為正，否則為負，同樣ua與uc2比較作為S2的驅動信號；橋臂2的4個功率器件，S5和S7的驅動互補，S6和S8的驅動互補，ua與載波uc3進行比較作為S8的驅動信號，當ua>uc3時驅動為正，否則為負，同樣ua與uc4比較作為S7的驅動信號。同樣道理可以得到功率單元4的驅動波形。分別以三相正弦波作為調制波，即可得到三相二極管級聯(lián)逆變器所有功率器件的驅動波形。
采用圖2所示的載波調制方法，能夠結合消諧波SPWM和載波相移SPWM兩種方法的優(yōu)勢，前者輸出諧波特性較好，后者容易保持各橋臂間的功率平衡。同時采用這種方法能使逆變器在輸出九電平的情況下等效載波頻率加倍，可以降低器件的開關頻率，減小開關損耗，提高逆變器效率，降低輸出濾波器的體積和重量。
3 仿真結果
根據以上拓撲結構和控制原理，利用仿真軟件PSIM6．0搭建了系統(tǒng)模型。仿真參數如下：每一支路的直流側電壓為±400V，直流側電容為3400μF(6800μF兩串)，功率器件為IGBT和二極管，為簡化仿真，輸出采用LC濾波+星接阻性負載，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；輸出電壓頻率為50Hz，開關頻率為3kHz。
以下主要給出三相二極管箝位五電平級聯(lián)H橋逆變器的仿真波形。圖3所示是一相的相電壓仿真波形及其FFT分析，從圖3(a)可以看出，輸出相電壓波形為9電平，最高平臺電壓為1．6kV，圖3(b)為對應的FFT分析，可見諧波主要集中在開關頻率的4n(n=1，2，3…)倍頻率處，也即12kHz的整數倍頻率附近，可見采用這種控制方法，使逆變器的等效開關頻率提高為原來的4倍。
圖4為線電壓的仿真波形及其FFT分析，因為相電壓波形為9電平，因此理論上線電壓波形可以得到17電平輸出，這一點在圖4(a)中得到了證實，對線電壓進行FFT分析，見圖4(b)，諧波同樣集中在12kHz的整數倍頻率附近。
圖5是a相電流的仿真波形及其FFT分析。從圖5(a)中可以看到，輸出電流波形非常接近正弦波，圖5(b)顯示諧波含量非常小。
4 實驗結果
根據系統(tǒng)原理和仿真結果構建了實驗系統(tǒng)。
實驗參數如下：移相變壓器變比為1:1:，直流側電容為兩個6800μF電解電容串聯(lián)，逆變器功率模塊采用三菱公司IPM模塊，控制器采用TMS320F2407+FPGA，負載參數與仿真相同，L=3mH，C=50μF，R=50Ω；輸出電壓頻率為50Hz，開關頻率為3kHz。由于受實驗條件限制，實驗中直流側電壓相對較低，將在隨后的研究中進一步提高電壓等級。
以下是部分實驗結果。圖6是輸入側電壓電流和直流側電壓波形，其中uia(Ch1)和iia(Ch3)分別是移相變壓器輸入側a相電壓和電流波形，udc是直流側電壓(Ch2)波形。從圖中可以看到，電流波形接近正弦波，和輸入電壓的相位基本一致，可見通過移相變壓器和12脈波整流器，能夠明顯改善輸入側的電流波形質量，提高輸入功率因數，降低發(fā)電機的諧波損耗，通過12脈波整流器得到的直流側電壓較為平穩(wěn)，能夠滿足逆變器的需要。
圖7是a相輸出電壓和電流波形，其中uoam是相電壓波形(Ch1)，ioa是電流波形(Ch2)。從圖中可以看到，輸出相電壓波形為9電平，電流波形經過電感濾波后，波形質量也比較高，對應的諧波成份也比較少。
5 結語
本文采用的二極管箝位五電平H橋級聯(lián)拓撲，結合了兩種多電平拓撲的優(yōu)勢，使輸出電壓在常規(guī)二極管箝位三電平電路的基礎上有了較大提高，相對于常用的單相級聯(lián)H橋結構，需要較少的獨立直流源，結合12脈波整流電路，對其在直接驅動型風電系統(tǒng)中的應用進行了初步探索，而多相永磁同步發(fā)電機目前的應用也逐漸增多，可以提供所需的多路獨立直流電源。采用消諧波
SPWM和載波相移SPWM相結合的載波調制方法，通過多路相位不同的三角載波與調制波比較，產生功率器件需要的驅動脈沖，控制簡單，實現方便，基于DSP+FPGA的脈沖發(fā)生電路，使多路驅動的產生變得簡單。仿真和實驗結果表明，把消諧波SPWM和載波相移SPWM相結合的控制方法應用于二極管箝位五電平級聯(lián)H橋拓撲中，能夠進一步提高輸出功率和電壓等級，提高等效載波頻率，降低器件的開關損耗和輸出濾波器的體積，為直驅風電系統(tǒng)在輸出沒有變壓器的情況下直接并入中壓電網提供了可能。
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