基于FPGA的大動態(tài)數(shù)控AGC系統(tǒng)設計

     隨著軟件無線電技術和FPGA、DSP、AD 等技術的高速發(fā)展，數(shù)字接收機的應用日益廣泛。為了擴大數(shù)字接收機的ADC 動態(tài)范圍，廣泛采用了自動增益控制(AGC) ，使接收機的增益隨著信號的強弱進行調整，其性能的好壞直接影響著接收機能否高質量穩(wěn)定接收。傳統(tǒng)的AGC 電路大都采用模擬電路,但由于模擬AGC 缺乏智能性，難以實現(xiàn)復雜的控制算法，且精度不高，調試復雜。這里介紹了一種基于FPGA 和數(shù)控VGA 芯片AD8370 的數(shù)字自動增益控制的實現(xiàn)方法，實時地調整中頻接收機的增益，大大增強了系統(tǒng)的動態(tài)范圍。

　　1   數(shù)控AGC 實現(xiàn)方法

　　數(shù)控AGC 原理框圖如圖1 所示，在信號數(shù)字化后，根據(jù)樣本估計出信號功率，與參考值比較后，反饋控制前端的數(shù)控VGA 芯片，將信號輸出調整到ADC 的滿量程附近，以獲得全程數(shù)字量化和最大輸出信噪比。

圖1  AGC 環(huán)路框圖

　　要實現(xiàn)AGC 控制，必須先檢測信號幅度或功率的估計值，通過正交I/Q 的均方值即I2+ Q2 精確得到AGC 信號功率，其中I、Q 為同相正交2 支路的符號峰值采樣點數(shù)據(jù)。計算機仿真表明，當信號以每符號4 采樣點進行統(tǒng)計平均估計時，得到的估計值與定時恢復無關，即I、Q 值不必為最佳采樣點。

　　由于輸入信號的幅度通常是緩慢變化的，故可通過一段時間樣值的累加進行一次估計，通常將累加值與參考值相比，得到AGC 需放大或縮小的倍數(shù)。在這里，將除法運算改為對數(shù)運算后的減法實現(xiàn)，通過與參考值的比較，直接對應需放大或縮小的dB數(shù)。再通過查表，轉化為數(shù)控VGA 芯片的控制字，反饋至前端。這與模擬AGC 相比，由于反饋部分的主要功能由數(shù)字方法實現(xiàn)，使得復雜的控制要求用數(shù)字信號處理技術能夠較容易的實現(xiàn)，且具有快速收斂和精確的穩(wěn)態(tài)響應等優(yōu)點。

　　2   計算機仿真

　　在Matlab 中，首先生成PN 9 的偽隨機碼作為基帶信號。進行格雷碼的預差分編碼和成型濾波，上變頻、加噪、下變頻后得到正交和同相2 路基帶信號：

　　式中,△ω為載波頻偏,θ0 為載波相位，則：

　　仿真中，設置其中信噪比為12 dB，中頻為70 MHz，符號率2 Mbps，采樣率為64MHz，抽取率為8，信號功率估計時累積長度為1 024 點，即256 個符號。[!--empirenews.page--]

　　調整前采樣所得的中頻信號如圖2 所示。其中前4 000 點的信號放大倍數(shù)為1，4 001 至9 000 點的信號放大倍數(shù)為10，9 000 點之后的放大倍數(shù)為20,即信號幅度有2 次變化，需通過AGC 進行調整，使信號幅度保持恒定。圖2( a) 為AGC 調整后的中頻信號，其中調整的參考值為前4 000點信號的功率,可以看出在4 000和9 000附近信號有一段抖動，這是調整所需的相應時間; 下圖為AGC 的放大倍數(shù)，同樣的，在4 000和9 000點產(chǎn)生了跳變，以響應信號幅度的變化，其中前4 000點的放大倍數(shù)為1，4 001至9 000點的放大倍數(shù)變?yōu)?. 1，而9 000點之后則為0. 05。另外根據(jù)仿真結果，信號功率估計值最大偏差小于1 dB，因此，該估計算法和調整控制是準確有效的。

圖2   調整前后的信號及放大倍數(shù)[!--empirenews.page--]

　　3   硬件實現(xiàn)

　　硬件方案的具體實現(xiàn)如圖3 所示。上面為信號處理板卡，下面為中頻執(zhí)行板卡。其中控制板卡上AD 轉換由AD9640 芯片完成，輸入信號的峰峰值可設置范圍為1~ 2 V，本系統(tǒng)初始化為2 V; 控制部分在FPGA XC4VLX100 中完成，以產(chǎn)生時鐘、使能和數(shù)據(jù)三線控制信號; 作為環(huán)路執(zhí)行元件的是前端中頻板上的AD8370，其控制功率增益范圍為- 11~ + 34 dB; 3 dB帶寬為750 MHz; 串行的8 bit 控制信號接口; 提供200Ω差分輸入和100Ω差分輸出。由于本方案動態(tài)范圍需達60 dB，故采用了2 級AD8370 級聯(lián)，為了讓系統(tǒng)工作穩(wěn)定，設計時應使2 級的放大倍數(shù)盡量接近，以避免第2 級出現(xiàn)飽和，因此在將調整的倍數(shù)轉化為AD8370 控制字時，需特別注意。

圖3  硬件測試板卡

　　系統(tǒng)由微波信號源4438C 產(chǎn)生中頻70 MHz、比特率4 Mbps 的QPSK 信號，采樣時鐘64 MHz，由前端中頻部分的DDS 產(chǎn)生，系統(tǒng)抽取率仍為8，由DDC后的CIC 完成。

　　實現(xiàn)中，I、Q 兩路的均方值由FPGA 中乘法器DSP48 求取，累加器完成均方值的累加，而累加樣本點的個數(shù)直接決定了控制調整的相應速度，累加長度太長會使相應速度變慢，無法跟上信號的變化; 但長度太短又會使估計的功率值不準，起伏太大從而引起控制精度的下降，通過實測發(fā)現(xiàn)通常數(shù)百符號即可得出較準確的信號功率估值，因此對符號率百K 以上量級的信號而言可以在數(shù)毫秒甚至更短的時間內完成信號的精確調整。本系統(tǒng)設置為1 ms 進行一次調整，即2 048 個符號得到一次估計值。此外，求對數(shù)運算以及信號需調整的倍數(shù)到控制字的轉換都通過查表實現(xiàn)，其中增益控制字查找表的可實現(xiàn)增益為- 13~ + 60 dB，其深度為4 096，即每1 dB的變化對應56 個步進，可實現(xiàn)最小0. 02 dB的調整，因此結合之前的準確估計一起實現(xiàn)了較高的控制精度。

　　為避免低信噪比情況下AD 長時間工作在溢出狀態(tài)，系統(tǒng)設置的參考值設計為比AD 滿量程小2 dB左右。經(jīng)測試，當4 dBm 的QPSK 信號直接輸入AD 時,AD 采集信號的量化值為# 6 000 左右，距14位滿量程對應的# 8 192 約2 dB，故以此功率為參考。如圖4 所示，橫軸為輸入信號功率，縱軸為AGC的增益。理論上2 級AD8370 級聯(lián)能實現(xiàn)90 dB 的動態(tài)，但實測中,在信噪比10 dB 條件下，單級在- 7~ + 28 dB 范圍，2 級聯(lián)合在- 14~ + 56 dB時,其線性性較好，故在本系統(tǒng)中實現(xiàn)了近70 dB的動態(tài)范圍。

圖4   輸入信號強度及對應的AGC 增益

　　4   結束語

　　首先介紹了數(shù)控AGC 的原理，指出AGC 的數(shù)字實現(xiàn)方法的優(yōu)點。在此基礎上，對功率檢測以及反饋控制方法進行了計算機仿真，結果表明，該方法是可行的，適合FPGA 實現(xiàn)。在硬件實現(xiàn)中，通過2級AD8370 級聯(lián)實現(xiàn)了近70 dB 的動態(tài)范圍變化，并保證了控制精度誤差小于1 dB。