基于數(shù)字移相器的逆變器系統(tǒng)相位跟蹤控制
摘要:針對光伏分布式電源并網(wǎng)系統(tǒng)中的相位跟蹤控制問題,分析了數(shù)字鎖相環(huán)控制技術(shù)存在的缺點,提出一種基于數(shù)字移相器的相位跟蹤控制方法。實驗利用MSP430產(chǎn)生SPWM信號合成正弦波模擬光伏逆變電源系統(tǒng)。采用基于數(shù)字移相器思想的開環(huán)控制方式,實現(xiàn)了無誤差頻率跟蹤,高精度的相位跟蹤。實驗結(jié)果表明,該方法控制速度快、精度高。
關(guān)鍵詞:光伏逆變電源;相位跟蹤;數(shù)字鎖相環(huán);開環(huán)控制;數(shù)字移相器
由于能源危機的不斷惡化,新型能源,如太陽能、風(fēng)能、核能等,越來越受到廣泛的重視,并取得重大發(fā)展。這些新型能源絕大部分都要通過發(fā)電的方式轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔?,然后并入電網(wǎng),供人類生產(chǎn)生活使用。由于新能源發(fā)電的電力不穩(wěn)定,需要通過逆變器轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣麟?。而逆變器的輸出交流電流必須與電網(wǎng)電壓同頻同相才能并入電網(wǎng)使用。同頻同相的控制效果對新型能源發(fā)電的效率與質(zhì)量具有重大影響。因此,同頻同相的控制方法研究已經(jīng)成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域一個重要的研究方向。
目前,在逆變電源并網(wǎng)系統(tǒng)中的相位跟蹤控制主要采用數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù),但控制速度慢,需要DSP、FPGA等高速器件作為控制器,而且具有成本高、控制復(fù)雜等缺點。本文針對數(shù)字鎖相環(huán)的缺點,提出一種基于數(shù)字移相器的相位跟蹤開環(huán)控制方法。在實驗中采用MSP430F2544作為控制器模擬逆變系統(tǒng),實現(xiàn)了同頻同相跟蹤控制。該控制方法簡單高效,系統(tǒng)穩(wěn)定,具有無誤差頻率跟蹤、高精度相位跟蹤的特點。
1 數(shù)字鎖相環(huán)控制原理
數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)在對電網(wǎng)電壓的頻率和相位的跟蹤控制中應(yīng)用較為廣泛,其作用是使電網(wǎng)電壓和逆變器的輸出電流達到同步鎖相,關(guān)鍵是實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓頻率和相位的跟蹤。數(shù)字鎖相技術(shù)的主要方法有:先調(diào)頻后調(diào)相和同時調(diào)頻調(diào)相。
數(shù)字鎖相環(huán)原理:假設(shè)控制器檢測到逆變器輸出與電網(wǎng)電壓相位差為△ψ,T1為電網(wǎng)電壓周期,T2為逆變器輸出電流周期。令電網(wǎng)電壓表達式為Umsin(w1t),逆變器輸出電流為Imsin(w2t+△ψ)。若要使兩者同頻同相,須使w1t=w2t+△ψ由于w=T/2π,則可推出T2=2πT1/(2πt-△ψ)。當(dāng)△ψ=0且T1=T2時即達到要求。若△ψ為正,則需增大逆變器輸出電流周期T2。若△ψ為負(fù),則需減小逆變器輸出電壓周期T2。當(dāng)系統(tǒng)達到穩(wěn)定時,△ψ=0且逆變器輸出與電網(wǎng)電壓周期相等。數(shù)字鎖相控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。
數(shù)字鎖相環(huán)控制實際上是一種閉環(huán)負(fù)反饋控制方式。負(fù)反饋控制方式具有能實時跟蹤環(huán)境變化的優(yōu)點,但控制速度慢,而且當(dāng)系統(tǒng)的傳遞函數(shù)存在極點時,系統(tǒng)易產(chǎn)生振蕩。實際上當(dāng)電網(wǎng)環(huán)境變化時,只要逆變器輸出電流的頻率仍處于后級濾波器的通帶內(nèi),輸出電流的相位延遲就不會改變,此時電網(wǎng)電壓與逆變器的輸出電流相位差與其頻率有固定關(guān)系R:P=R(f)。因此只要濾波器帶寬足夠大,逆變器對電網(wǎng)的波動就有較強的免疫性。此時就可以采用開環(huán)控制方式。
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2 相位跟蹤開環(huán)控制原理
開環(huán)控制方式具有控制速度快,控制簡單,穩(wěn)定等優(yōu)點。既然逆變器的輸入輸出有確定的相位關(guān)系,那么就可以利用數(shù)字移相器的思想進行開環(huán)控制。
數(shù)字移相器是一個其輸入輸出信號具有確定相位關(guān)系的系統(tǒng)。輸入輸出信號的相位差由系統(tǒng)本身的傳遞函數(shù)決定,只與輸入信號的頻率有關(guān)。而逆變器實際上也是一類移相器。當(dāng)兩個系統(tǒng)級聯(lián)時,通過設(shè)定移相器的傳遞函數(shù),使移相器輸入輸出信號相位差值為逆變器的相反數(shù),那么整個級聯(lián)系統(tǒng)就能達到輸入輸出信號同頻同相的效果。
相位跟蹤開環(huán)控制原理如下:SPWM信號的由一組離散正弦調(diào)制信號產(chǎn)生,相鄰元素之間相位差為固定值△,利用相位累加方式輸出信號,工作原理類似于DDS。設(shè)每次相位增加的時間為AT,通過改變AT,就可以改變調(diào)制信號的頻率。控制器首先對電網(wǎng)電壓進行過零捕獲,測得電網(wǎng)電壓的頻率f,并根據(jù)f算出并設(shè)置△T的值,使得逆變器輸出電流的頻率等于f。然后每當(dāng)控制器檢測到電網(wǎng)電壓的過零中斷時,根據(jù)關(guān)系R:P=R(f),重新設(shè)置調(diào)制信號的相位指針Pindex為固定初始相位P。這樣調(diào)制信號的頻率就嚴(yán)格等于電網(wǎng)電壓的頻率,避免由于頻率測量誤差引起相位累積誤差。此時,相位跟蹤誤差主要取決于SPWM的載波頻率。相位跟蹤開環(huán)控制原理框圖如圖2所示。
3 相位跟蹤開環(huán)控制軟件實現(xiàn)
為了安全以及簡化系統(tǒng)設(shè)計,實驗利用MSP430F2544單片機產(chǎn)生SPWM信號模擬光伏逆變器。MSP430F2544內(nèi)部具有16 MHz DCO時鐘源,為系統(tǒng)主時鐘。該型號單片機還具有兩個16位定時/計數(shù)器:定時器A和定時器B,具有捕獲定時功能。電網(wǎng)電壓頻率的測量由定時器B的CCR1模塊進行測量。時間間隔△T由定時/計數(shù)器A的CCR0模塊進行設(shè)置。圖3為系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。
輸入的正弦波信號模擬電網(wǎng)電壓信號。由高速比較器LM311構(gòu)成過零比較電路將正弦波信號整形成方波信號,然后傳送給MSP430F2544進行捕獲。若忽略LM51311的延時,則方波信號的上升沿即為正弦波的相位為零的時刻點。實際上,過零比較電路是一個相位捕獲器。通過定時器記錄相鄰兩個上升沿的時刻點,算出時間差,即可推出正弦波的頻率。
后級濾波器采用單級L-C無源濾波器。濾波器的截止頻率約為500Hz,而SPWM的載波頻率約為33kHz,這樣就能使輸出正弦波失真度很小。
SPWM信號由單片機的兩個定時器控制產(chǎn)生。定時器A的CCR0控制產(chǎn)生載波頻率,而CCR1為調(diào)制值,即正弦波的離散值。定時器A設(shè)置為增計數(shù)模式,輸出設(shè)為PWM復(fù)位/置位模式。當(dāng)定時器的值等于CCR1時復(fù)位,等于CCR0時置位且定時器復(fù)位并從0開始計數(shù)??刂贫〞r器B的CCR0產(chǎn)生正弦調(diào)制信號,每當(dāng)CCR0等于定時器的值時單片機產(chǎn)生中斷,根據(jù)相位指針Pindex將下一個正弦波的離散值寫入定時器A的CCR1,這樣輸出正弦波的相位就增加一個△。只要改變定時器B的CCR0的值輸出正弦波的頻率就會發(fā)生改變。電網(wǎng)電壓的過零脈沖信號由定時器B的CCR1進行捕獲,由兩級堆棧TB計算電網(wǎng)電壓的頻率f,并將相應(yīng)的值寫入定時器B的CCR0寄存器中。在每一個過零中斷到來時,根據(jù)頻率f與關(guān)系R:P=R(f)算出初始相位,并賦給相位指針Pindex,這樣輸出正弦波的相位就等于電網(wǎng)電壓的相位。圖4為相位跟蹤開環(huán)控制的軟件流程圖。[!--empirenews.page--]
程序設(shè)定定時器A的CCR0為256,系統(tǒng)時鐘為16 MHz。因此,逆變器輸出電壓周期最小調(diào)整量為62.5 nsx256=16 μs。電網(wǎng)電壓頻率為50 Hz,即周期為20 ms,則最小調(diào)節(jié)相位為16μs/20msx360°=0.288°。即相位的調(diào)節(jié)分辨率為0.288°/360°x100%=0.08%。因為計算頻率需要兩個信號周期,而設(shè)置指針及頻率需要一個周期。因此系統(tǒng)穩(wěn)定只需3個電網(wǎng)電壓周期。這樣的速度是比較快的,而且不會產(chǎn)生振蕩。
4 實驗結(jié)果
本實驗采用MSP430F2544產(chǎn)生SPWM信號,放大后經(jīng)過一級LC濾波電路產(chǎn)生正弦信號,模擬逆變器輸出電流信號。由函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生正弦波信號模擬電網(wǎng)電壓信號,正弦波信號的頻率在45~55 Hz之間變化。
通過雙蹤示波器測試輸入輸出信號,取輸入輸出信號的相位為零的點測試計算時間差,并求得相位差值。改變輸入正弦波的頻率測量20組數(shù)據(jù),結(jié)果顯示相位誤差均小于0.5°。
相對誤差E=0.5°/360°×100%≈0.14%。當(dāng)正弦波信號頻率改變時,觀察示波器上的波形變化情況,結(jié)果顯示輸出正弦波達到穩(wěn)定的時間均不大于3個信號周期。當(dāng)波形穩(wěn)定時,輸入輸出波形具有穩(wěn)定的相位差,說明輸出輸出信號具有相同的頻率。
5 結(jié)論
在實驗系統(tǒng)中L-C濾波器的通頻帶為500 Hz遠(yuǎn)高于輸入正弦波的頻率。由于較寬的濾波器通頻帶可以抑制電網(wǎng)環(huán)境變化對逆變器的影響,因此可以采用基于數(shù)字移相器的開環(huán)控制方式進行相位跟蹤,使得逆變器具有穩(wěn)定性強,控制簡單、速度快、精度高、無頻率誤差等優(yōu)點。實驗結(jié)果顯示,該模擬系統(tǒng)的相位跟蹤誤差約為0.14%,頻率誤差為零,調(diào)節(jié)速度快,均小于3個周期。
與傳統(tǒng)的數(shù)字鎖相環(huán)控制方法相比性能有所提高,成本相對下降。說明相位跟蹤控制方法有較為廣闊的應(yīng)用前景,但其仍不能適用于電網(wǎng)變化非常劇烈的場合。