HB-LED (高亮度發(fā)光二極管)正越來越廣泛地應用于多個領域。其如此受歡迎的原因是它具有很多吸引 OEM和終端用戶的特點。高亮度LED結合了高效率、小體積、低電壓運行等特點，從而比傳統(tǒng)照明設備更為靈活。這種燈具有出色的低溫性能、色飽和度和亮度，以及較長的工作壽命。其不含汞的特性在照明行業(yè)向清潔技術發(fā)展的環(huán)保形勢下，更具優(yōu)勢。但由于LED預封裝的功率和工作電流分別達到了 5 W 和1.5 A，設備較大的制造容差表明，采用傳統(tǒng)的控制方法(如阻性電流限制)既不精確、效率又低。新電路滿足了精確和高效電流控制的需求，并且在某些情況下可簡化應用級別設計，降低成本。
二極管串
高亮度LED的亮度和色彩都取決于正向電流。要保證二極管串中的每個高亮度LED輸出亮度，可以將其串聯(lián)。但這種結構需要電流控制電路具有較高的電壓。由于高亮度LED的 IV 曲線過于陡峭，影響VF(正向電壓)制造容差的存在，同時，VF有隨溫度漂移等問題，并聯(lián)效果也不好。例如，Lumiled 公司Luxeon III 的VF在不同部分的差異可達到20%(表 1)。
盡管燈的電氣參數(shù)會發(fā)生變化，高亮度LED串的驅(qū)動電路還要保持恒定的平均負載電流。與高亮度LED串聯(lián)的小傳感電阻可提供二極管串電流的持續(xù)反饋。
接地參考的傳感電阻簡化了電流傳感電路，但在降壓轉(zhuǎn)換器中需要高壓驅(qū)動電路。要避免使用隔離變壓器，在設計中必須選擇高邊檢測和低電壓驅(qū)動電路，或者低邊檢測和高壓驅(qū)動電路。實現(xiàn)后者的一種有效方法是，采用有時間延遲滯后控制的高壓降壓驅(qū)動電路(見圖 1)。
維持電流
該電路的控制器通過比較反饋電壓VIFB和一個標稱的0.5V內(nèi)部參考電壓VIFBTH來調(diào)節(jié)輸出電流。如果VIFB 低于VIFBTH，MOSFET導通，從而通過直流總線為高亮度LED串供電。同時，LC 諧振電路在VIFB 增大時存儲能量。當VIFB 達到閾值VIFBTH 時，MOSFET 在電路固有的固定時間延遲之后關閉。
該延遲允許VIFB 在MOSFET關閉之前超過閾值。在MOSFET 關閉后，諧振電路釋放其存儲的能量，為二極管串供電。在此期間，VIFB 逐漸降低，直到達到固定的閾值。比較器在閾值點打開或關閉，電路的延遲允許VIFB 在MOSFET 打開之前繼續(xù)降低，從而開始下一個循環(huán)。
固定時間延遲及相應的電路連續(xù)開關促使控制器將二極管串電流調(diào)節(jié)到平均值IOUT(AVG)，該值為VIFBTH (標稱0.5V)及傳感電阻RCS的整數(shù)商數(shù)。只要LC 振蕩電路能維持足夠低的紋波電壓—小于0.1V，這種關系就會成立。
只要輸出電壓的值保持在一定范圍內(nèi)，這種利用控制器的延遲實現(xiàn)滯后的調(diào)節(jié)方式就可促使降壓轉(zhuǎn)換器自行調(diào)節(jié)。提高輸入輸出電壓比會加大電流紋波。輸入電壓和電流限制的需求確定了占空比。這種結構提供了連續(xù)而精確的電流控制，且不受輸入和高亮度LED正向電壓波動影響。
圖 2 、圖3 及表 2、表3 顯示了這種電路在90 ~265 VAC的通用輸入電壓范圍內(nèi)，以350 mA驅(qū)動兩個有6個串聯(lián)LUXEON FLOOD 25-0032 HB-LED板時的結果。表 2 顯示了在輸入電壓范圍內(nèi)良好的電流調(diào)節(jié)。圖 2 和圖3 說明了正如理論所示的，由于占空比較小，輸入電壓較高時紋波較差。這表明在主電壓較低的地區(qū)，如北美和日本，設備性能更加良好。然而，即使在最差的條件下，只要控制器輸入電壓保持在90 ~265 VAC的范圍內(nèi)，仍可對電流進行適時調(diào)節(jié)。同時對只使用6個HB-LED板的系統(tǒng)進行了測量(見表 3) ，對比結果發(fā)現(xiàn)，±1.3%的調(diào)節(jié)差距導致負載電壓的差距高達33.4V ~16.4V。
由于這種結構的效率為總線輸出電壓的反函數(shù)，因此，6個HB-LED 的系統(tǒng)效率低于12個HB-LED的系統(tǒng)，如表 3中所示。6個HB-LED 系統(tǒng)的效率也可以通過修改諧振電路來提高。
同步
將轉(zhuǎn)換器改為同步降壓結構可以提高電路效率，同時最少地增加電路復雜性和成本，特別是對于負載電流和輸入電壓較高的系統(tǒng)(見圖 4)。由于總線輸出電壓決定了降壓轉(zhuǎn)換器的占空比，該值較大的系統(tǒng)中，開關周期的大部分時間都由低壓設備控制。通常，MOSFET的I2RDS(on) 導通損耗比二極管的VI 耗散項小?？墒牵容^兩種結構，還要考慮由二極管反相恢復時間造成的損耗與MOSFET的寄生二極管損耗的大小。
當高壓部分的MOSFET 導通時，公共節(jié)點電壓VS 迅速地從接地電壓滑向VBUS ，同時，低壓部分MOSFET 或二極管在反相恢復時間將VS 電流導向接地點。這會對低壓部分的開關設備造成功耗大、散熱多、增加元件的壓力。二極管的反相恢復時間通常比MOSFET寄生二極管短。在低頻和較小負載電流下，MOSFET 寄生二極管的恢復時間較長并不會引起任何問題。但在頻率和電流較高的情況下，一定要比較低邊設備每個結構的總損耗，以優(yōu)化設計。
要降低MOSFET 寄生二極管的反相恢復損耗，可與MOSFET并聯(lián)一個肖特基二極管。由于兩種設備正向電壓存在差異，在開關空載時間，電感會消耗通過肖特基的電流。當高邊FET 導通時，由于寄生二極管不會在正向?qū)Ｊ较逻\行，肖特基二極管較快的反相恢復時間將主導電路的活動。在低邊導通間隔，MOSFET較低的RDS(on) 可保證較低的導通損耗。
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