基于LCC諧振變換器的高壓直流電源設(shè)計(jì)

摘要：為提高高壓直流電源效率，降低其體積和重量，這里介紹了一種基于LCC諧振變換器的高壓直流電源設(shè)計(jì)方法。結(jié)合移相脈寬調(diào)制(PWM)和脈沖頻率調(diào)制(PFM)方法，實(shí)現(xiàn)變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)的軟開關(guān)。首先分析了LCC電路的工作原理，并采用基波近似法進(jìn)行數(shù)學(xué)建模，在此基礎(chǔ)上，給出不同負(fù)載時(shí)頻率、占空比與電壓增益的關(guān)系曲線，為設(shè)計(jì)LCC諧振變換器提供理論依據(jù)。最后通過(guò)一臺(tái)峰值電壓35 kV，額定功率7 kW的電源樣機(jī)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性，系統(tǒng)采用閉環(huán)控制，提高了輸出電壓的精度。

關(guān)鍵詞：電源；高壓直流；諧振變換器；軟開關(guān)

1 引言

高頻高壓變壓器是高壓直流電源設(shè)計(jì)的難點(diǎn)，經(jīng)過(guò)分析，如何減小變壓器的分布參數(shù)是高頻高壓電源設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。此處通過(guò)引入諧振，將變壓器分布參數(shù)作為諧振元件的一部分，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，減小開關(guān)損耗，提高開關(guān)頻率，從而減小變換器的體積。

諧振變換器有串聯(lián)、并聯(lián)和串并聯(lián)3種拓?fù)?。串并?lián)諧振變換器，又稱LCC諧振變換器，結(jié)合了前兩種拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)，在合理設(shè)計(jì)參數(shù)的前提下，可使電源在輸入電壓范圍變化很大，輸出空載到滿載的條件下，仍然保持很高的效率。LCC諧振變換器主要有移相PWM和PFM兩種控制方法。這里采用PWM和PFM結(jié)合的控制策略，在頻率變化范圍不大，負(fù)載電壓恒定的前提下，保證變換器從空載到滿載范圍內(nèi)均能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。通過(guò)閉環(huán)控制，提高輸出電壓的抗干擾能力。

2 LCC諧振變換器工作原理

2．1 LCC諧振電路工作狀態(tài)分析

圖1為電容型濾波LCC諧振變換器電路。Cs，Ls為L(zhǎng)CC諧振電路串聯(lián)諧振電容和諧振電感，Ls包含變壓器折算到初級(jí)的等效漏感；Cp為并聯(lián)諧振電容，包含變壓器折算到初級(jí)的分布電容。分析前先假設(shè)：輸出電容很大，Uo保持不變；所有器件都是理想器件；電感電流連續(xù)且為理想正弦波。

圖2為移相PWM控制穩(wěn)態(tài)時(shí)的主要波形。

(1)[t0～t1] t0時(shí)刻，電感電流iLs為零，此時(shí)VQ4為零電流開通，在前一時(shí)段VQ1已經(jīng)零電壓開通，VQ1，VQ4導(dǎo)通，uAB為正，Ls，Cs，Cp發(fā)生諧振，輸出整流橋關(guān)斷，uCp從-Uo／n升高，到t1時(shí)刻，uCp升高至Uo／n，輸出整流橋?qū)?，此階段結(jié)束。

(2)[t1～t2] 諧振電流流經(jīng)VQ1，VQ4，Ls，Cs發(fā)生諧振，uCp被箝位在Uo／n，電路由變壓器傳遞能量。

(3)[t2～t3]t2時(shí)刻，VQ1關(guān)斷，iLs給C1充電，C3放電，當(dāng)C3電壓為零時(shí)，VQ1～VQ3自然換向完成。由于C1的緩沖作用，VQ1關(guān)斷時(shí)電壓上升率很小，近似于零電壓關(guān)斷。

(4)[t3～t4] 在t3時(shí)刻，VQ1，VQ3導(dǎo)通，VQ3零電壓開通，iLs為正，uAB為零，t4時(shí)刻，iLs即將減小至零時(shí)，VQ4零電流關(guān)斷。

(5)[t4～t5] iLs流過(guò)VD2，VD3，uAB為負(fù)，t5時(shí)刻，iLs到零，半個(gè)周期結(jié)束。

t5開始，變換器開始另一半周期的工作，工作過(guò)程與上半周期對(duì)稱，在此不再贅述。

通過(guò)以上分析可知，采用移相控制時(shí)，開關(guān)管不存在開通損耗。關(guān)斷時(shí)，開關(guān)管電流轉(zhuǎn)移到與其并聯(lián)的緩沖電容上，電容限制了開關(guān)管兩端的電壓上升率，從而實(shí)現(xiàn)開關(guān)管零電壓關(guān)斷。每一個(gè)反并聯(lián)二極管都是自然關(guān)斷，不存在關(guān)斷損耗。因此，相比硬PWM模式，采用LCC變換器時(shí)，開關(guān)損耗會(huì)大幅度減小，逆變器效率隨之增大。

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2．2 LCC諧振變換器穩(wěn)態(tài)模型

為簡(jiǎn)化分析，使用各個(gè)變量的基波分量近似代替變量本身，然后用經(jīng)典的線性交流分析法進(jìn)行分析，設(shè)計(jì)出所需的諧振參數(shù)，這就是基波近似法的基本思想。將變壓器初級(jí)電壓和電流進(jìn)行傅里葉變換后，取其基波分量，發(fā)現(xiàn)變壓器初級(jí)電壓基波分量的相位滯后于初級(jí)電流基波分量，變壓器、整流橋、輸出濾波器及負(fù)載組成的二端口網(wǎng)絡(luò)呈容性。故可將變壓器以后的模塊等效為一個(gè)RC并聯(lián)電路，如圖3所示。圖中，Re為等效電阻，Ce為等效電容。圖中A，B兩點(diǎn)電壓的基波分量為：

式中：Udc為逆變器的直流輸入電壓；D為PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比。

在圖3中，考慮D的影響，利用基波近似法，可得電壓增益M為：

公式(2)中，k21為交流電壓傳輸系數(shù)，其值為變壓器初級(jí)電壓的基波分量與A，B兩點(diǎn)電壓基波分量的比值，由圖3可得其表達(dá)式為：

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根據(jù)式(2)～(5)，繪制出不同負(fù)載下M與fsN的關(guān)系曲線(取α=1)，如圖4a所示。通過(guò)調(diào)整電路參數(shù)，即可得合適的增益曲線和工作頻率范圍。圖4a為選擇不同增益諧振電路工作頻率提供了依據(jù)。

由圖4a可知，從空載到滿載變化時(shí)，fsN調(diào)節(jié)范圍很大，而諧振元件確定后諧振頻率就固定了，因此僅依靠變頻控制需要開關(guān)頻率變化范圍很大。在調(diào)頻基礎(chǔ)上，配合調(diào)節(jié)D，能夠在較小頻率變化范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)軟開關(guān)，由式(2)～(6)得到不同負(fù)載下M與D的關(guān)系，圖4b為移相調(diào)節(jié)時(shí)占空比的選擇提供了理論依據(jù)。根據(jù)效率公式繪制出不同負(fù)載下逆變器效率曲線，如圖4c所示。由圖可知，fsN>1時(shí)，Q越小，即負(fù)載電流越大，效率越高。fsN<1時(shí)，負(fù)載電流越小，效率越高。

3 閉環(huán)控制系統(tǒng)

整個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖如圖5所示。控制器、移相器和A／D轉(zhuǎn)換都由主芯片dsP IC30F6010A實(shí)現(xiàn)。移相控制可以直接由DSP數(shù)字編程得到，因此無(wú)需D／A轉(zhuǎn)換。

此處采用PI控制器進(jìn)行閉環(huán)控制，其頻域范圍內(nèi)的傳遞函數(shù)為：us／es=kp+ki／s。

采用后向歐拉法進(jìn)行數(shù)字化：

uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1      (7)

式中：kp，ki；分別為比例、積分系數(shù)。

由于移相控制器是靠數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)的，輸入和輸出的調(diào)節(jié)均為瞬時(shí)，當(dāng)控制器輸出電壓很大時(shí)，變換器會(huì)有振蕩現(xiàn)象，需要在移相控制后加上一階濾波網(wǎng)絡(luò)消除振蕩。

4 實(shí)驗(yàn)過(guò)程及結(jié)果

為驗(yàn)證結(jié)果的正確性，設(shè)計(jì)一臺(tái)基于LCC諧振逆變器的高壓直流電源基本參數(shù)為：輸入電壓(220+20％)V；輸出電壓35 kV；輸出功率0～7 kW。

根據(jù)設(shè)計(jì)要求，確定高頻高壓變壓器的基本參數(shù)：磁芯型號(hào)UU80x65x40；匝數(shù)比1：146；初、次級(jí)匝數(shù)分別為32和4672；磁芯個(gè)數(shù)為2。

變壓器折算到初級(jí)的漏感為75．4μH，分布電容為44．2 nF。取滿載時(shí)Qf=3，α=1，得到總串聯(lián)諧振電感和串聯(lián)諧振電容的值為187μH，308 nF。考慮分布參數(shù)的影響，取Ls=110μH，Cs=300 nF，Cp=260 nF。其中，驅(qū)動(dòng)芯片采用HCPL-316J；IGBT采用SKM150GB128D，額定電壓為1 200 V，額定電流200 A。采用差分方式進(jìn)行采樣，通過(guò)HCPL-788J對(duì)電壓電流采樣信號(hào)隔離?？刂菩酒捎胐sP IC30F6010A，其主要功能是產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)波形，根據(jù)圖5進(jìn)行移相和調(diào)頻控制，實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)軟開關(guān)，開關(guān)頻率變化范圍為18～25 kHz，由圖4b，考慮死區(qū)時(shí)間，得到對(duì)應(yīng)的占空比變化范圍為0．5～0．85，能夠在全負(fù)載內(nèi)保持輸出電壓恒定。

整個(gè)閉環(huán)控制計(jì)算過(guò)程按照式(7)在DSP中直接實(shí)現(xiàn)，通過(guò)反復(fù)實(shí)驗(yàn)，取Ts=50μs，kp=4，ki=600時(shí)，電源對(duì)負(fù)載波動(dòng)的穩(wěn)定效果最好，負(fù)載的紋波最小。

按照上述參數(shù)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，圖6示出實(shí)驗(yàn)波形。

可見(jiàn)，滿載時(shí)，fs=18 kHz，Dmax=0．85；空載時(shí)，fs=25 kHz，Dmin=0．5。在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)，iLs和uCs都是按照正弦規(guī)律變化?？蛰d時(shí)，iLs波形出現(xiàn)了斷續(xù)，這是占空比減小引起的，此時(shí)開關(guān)管依然可實(shí)現(xiàn)零開關(guān)。iLs超前于uCs，整個(gè)逆變器呈感性。從空載到滿載變化時(shí)，效率會(huì)先增加隨后稍減，這是由于滿載時(shí)開關(guān)管工作頻率低于諧振頻率?？蛰d時(shí)效率最低，其值為75％。

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圖6d對(duì)比了硬PWM模式與采用LCC諧振逆變器的負(fù)載電壓波形。由圖可知，輸出高壓直流幅值為35 kV。采用硬PWM模式進(jìn)行逆變，每個(gè)周期輸出電壓都有很大尖峰，容易損壞功率器件。采用LCC諧振逆變器后能使每個(gè)開關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，輸出電壓尖峰明顯減小，提高了逆變器的效率。

5 結(jié)論

通過(guò)對(duì)測(cè)量波形進(jìn)行數(shù)據(jù)分析，可得如下結(jié)論：①開關(guān)管和反并聯(lián)二極管在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；②整個(gè)直流電源平均效率達(dá)到87％；空載時(shí)，效率能夠達(dá)到75％；③輸出電壓35 kV，通過(guò)閉環(huán)控制，紋波系數(shù)小，負(fù)載電壓紋波控制在5％以內(nèi)；④電源體積小，質(zhì)量輕。

此處給出的設(shè)計(jì)方法對(duì)于串并聯(lián)諧振參數(shù)的設(shè)計(jì)具有參考價(jià)值。與傳統(tǒng)方法相比，該設(shè)計(jì)方法考慮了變壓器本身分布參數(shù)影響，在頻率變化范圍不大的前提下，通過(guò)移相PWM控制實(shí)現(xiàn)開關(guān)管和反并聯(lián)二極管的軟開關(guān)。通過(guò)圖示方法設(shè)計(jì)諧振參數(shù)，簡(jiǎn)單直觀，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性。