用于電動汽車的多重化軟開關(guān)雙向DC/DC變換器的研究

摘 要： 針對典型的半橋式雙向DC/DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)特點，利用DCM模式下電感電流反向的特征，采用一種不額外添加半導(dǎo)體器件的軟開關(guān)技術(shù)，減小開關(guān)損耗；采用多重化拓撲結(jié)構(gòu)彌補DCM模式下電壓、電流紋波大的缺陷；在控制方式上采用電壓電流雙閉環(huán)形式，將共用電壓環(huán)的輸出作為每個基本單元的給定電流，解決了并聯(lián)結(jié)構(gòu)的均流問題。
關(guān)鍵詞： 雙向DC/DC變換器；軟開關(guān)；非連續(xù)導(dǎo)電模式；雙閉環(huán)；開關(guān)損耗

電動汽車在運行過程中，頻繁地加速減速、起動制動，需要利用雙向DC/DC變換器將電池的電壓升高以獲得穩(wěn)定的直流母線電壓。另外，在電動汽車制動時，需要通過雙向DC/DC變換器將能量回饋到電池，使其效率提高。
參考文獻[1]通過對比幾種典型雙向DC/DC變換器發(fā)現(xiàn)，在相同條件下半橋型雙向DC/DC變換器電路元件所承受的電壓電流應(yīng)力較小?；景霕蛐屯負浣Y(jié)構(gòu)運用在大功率負載時，所需開關(guān)器件等級仍然較高、電感較大、體積龐大、能量密度較低。為了減小變換器體積，增大功率等級，參考文獻[2-3]采用多重化半橋拓撲結(jié)構(gòu)，降低了開關(guān)管功率等級，減小所用電感和電壓電流紋波，但開關(guān)損耗問題仍有待解決。參考文獻[4]采用一個震蕩電感加二重雙向DC/DC拓撲結(jié)構(gòu)，運用軟開關(guān)技術(shù)提高效率，但增加了一個電感元件和兩個開關(guān)，導(dǎo)致成本增加。
為獲得較高的功率密度，可將變換器設(shè)計在非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM），但其紋波較大，故采用多重化拓撲結(jié)構(gòu)以彌補其缺陷，由此所需電感進一步減小[3]。另外，在DCM模式下，主開關(guān)關(guān)斷的頻率是其負載電流頻率的兩倍，開關(guān)的關(guān)斷損耗增大，DCM模式使得變換器效率降低[5]。本文采用一種控制型軟開關(guān)技術(shù)[6]，不需要額外增加半導(dǎo)體器件，通過合理控制實現(xiàn)軟開關(guān)，從而減小了開關(guān)損耗，提高了變換器效率。
1 變換器拓撲結(jié)構(gòu)及控制策略
1.1 變換器的拓撲結(jié)構(gòu)及工作原理
本文采用的三重交錯式雙向DC/DC變換器由三個典型半橋式雙向DC/DC拓撲結(jié)構(gòu)交錯并聯(lián)而成，其拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

三個基本半橋的導(dǎo)通時間依次互錯1/3周期，且在每個周期導(dǎo)通時間相同，因此電感電流也依次互錯1/3周期，從而減小總電流的紋波。
當正向運行，即升壓運行時，下部開關(guān)Sd1、Sd2、Sd3處于斬波狀態(tài)，為主開關(guān)，上部開關(guān)Su1、Su2、Su3與同臂下部開關(guān)互補，為輔助開關(guān)。當反向運行，即降壓運行時，上部開關(guān)與下部開關(guān)主輔職能調(diào)換。
為了達到軟開關(guān)目的，在實際運行中上下開關(guān)驅(qū)動信號加入的死區(qū)時間，利用電感電流恒流源作用，使上下開關(guān)各自并聯(lián)的小電容能量在死區(qū)時間內(nèi)得以交換，從而達到ZCS和ZVS。下面僅以單重半橋型雙向DC/DC變換器拓撲加以說明。
圖1中，iL1為電感L1的電流，規(guī)定如圖1中方向為正方向；Co為濾波電容；FWDu1及FWDd1分別為開關(guān)Su1和Sd1反向并聯(lián)的二極管；Cu1、Cd1為兩開關(guān)并聯(lián)的小電容。低壓側(cè)Vin由蓄電池或超級電容供電，高壓側(cè)Vo接電機等負載。當電機正向運行時，Sd1為斬波開關(guān)，Su1為輔助開關(guān)，能量由低壓側(cè)Vin流向高壓側(cè)Vo；當電機發(fā)生制動時，能量反向流動，上、下開關(guān)職能調(diào)換?，F(xiàn)僅以boost工作模式加以說明。圖2所示為升壓模式下6個工作模態(tài)的關(guān)鍵波形。

模式1(T0≤t＜T1）
由于變換器工作在DCM狀態(tài)，電感L1較小，在T0時刻，i_L1達到負向最小值i_L1(T0)，二極管FWDd1 ZVS導(dǎo)通。電感電流線性增加，此狀態(tài)以開關(guān)Sd1獲得導(dǎo)通驅(qū)動信號為止。

二極管FWDd1自然導(dǎo)通，開關(guān)Sd1擁有導(dǎo)通驅(qū)動信號，但由于電感電流iL1仍為負，開關(guān)Sd1未導(dǎo)通，此狀態(tài)以電感電流iL1上升至零截止。

1.2 變換器的控制策略
本文采用電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)，可穩(wěn)定直流母線電壓，即DC/DC變換器高壓側(cè)電壓，使其不隨蓄電池電壓變化而變化；此外，在負載變化時，保證了直流母線電壓在較快時間內(nèi)得以穩(wěn)定。
采用電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)，可以將電動汽車制動剎車時直流母線側(cè)能量以可控的方式對蓄電池組進行充電；另一方面，共用一個電壓外環(huán)，保證并聯(lián)各個基本變換器電應(yīng)力和熱應(yīng)力的均勻合理分配，以實現(xiàn)電源系統(tǒng)中各基本變換器自動平衡均流[7]。本文采用雙閉環(huán)控制方式，如圖3所示。

為了使多重式結(jié)構(gòu)變換器的每個基本單元在其他單元發(fā)生故障時仍能繼續(xù)獨立工作，每個基本單元變換器擁有獨立的PWM發(fā)生模塊。
2 軟開關(guān)實現(xiàn)條件
本文利用DCM運行下電感電流反向和互補開關(guān)，沒有額外的半導(dǎo)體器件。變換器電感與開關(guān)的并聯(lián)小電容在死區(qū)時間內(nèi)相互配合，使兩電容能量相互交換，以達到軟開關(guān)目的。
若使變換器在boost模式與buck模式均達到軟開關(guān)目的，首先應(yīng)滿足DCM運行基本條件；另外，在死區(qū)時間內(nèi)，電感電流要具有抽取電容電能，以使兩電容能量可以交換。以boost模式為例，DCM模式運行基本條件：

由式(2)、(3)得知，在兩個死區(qū)時間相同情況下，只需滿足反向電感電流的軟開關(guān)條件，正向電感電流的軟開關(guān)條件也會得到滿足。
由式(3)得知，在不同負載下，電感L的平均值IL不同，因此反向電感電流峰值也不同。為使變換器在不同功率下設(shè)置的死區(qū)時間不變，且均可達到軟開關(guān)目的，在電感電流平均值最大時Imax L(即滿負載)，得出的電感電流反向最大值I-max即為在不同功率下的最小值。若死區(qū)時間滿足滿負載下的軟開關(guān)條件，則一定滿足不同功率下軟開關(guān)的條件。
3 仿真驗證
針對電動汽車在運行過程中駕駛員的頻繁加速、減速及起動、制動等操作，為了驗證上述拓撲結(jié)構(gòu)的正確性，進行了仿真驗證，所用參數(shù)如表1所示。

(1)變換器在t=0.025 s時，負載功率由2P/3突變?yōu)闈M負載P，模擬電動汽車加速運行。當t=0.15 s時，電路達到穩(wěn)定狀態(tài)；當t=0.025 s時，電壓因負載突變；而t=0.007 5 s時，很短時間內(nèi)恢復(fù)給定電壓，電流也快速達到另一穩(wěn)態(tài)。本文電流內(nèi)環(huán)采用三個獨立的PWM發(fā)生器，具有較快的動態(tài)響應(yīng)。
(2)變換器升壓工作時，以第三個基本單元為例，在負載功率為2P/3下主開關(guān)Sd3，輔助開關(guān)Su3，及各自并聯(lián)二極管FWDd3、FWDu3的仿真波形及電感電流波形如圖4所示。采用此種控制性軟開關(guān)技術(shù)，使主開關(guān)、輔助開關(guān)以及兩并聯(lián)二極管在不同負載下其電壓、電流錯位，即均可達到軟開關(guān)效果。采用三重交錯式拓撲結(jié)構(gòu)，電感電流紋波減小到原來的三分之一，有效彌補了DCM運行模式紋波大的缺陷。

本文采用多重半橋式雙向DC/DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)，利用DCM模式下電感電流反向的特點，以反方向運行時主開關(guān)為輔助開關(guān)，沒有額外添加半導(dǎo)體器件。實現(xiàn)了主開關(guān)的零電壓開通和零電流關(guān)斷，輔助開關(guān)的零電壓開通、零電流關(guān)斷，以及主開關(guān)與輔助開關(guān)并聯(lián)二極管的零電壓導(dǎo)通、零電流關(guān)斷，提高了整體變換器效率。使得多重交錯式結(jié)構(gòu)有效減小了電感電流紋波。在控制方式上采用共用一個電壓環(huán)，即共用一個電感電流參考值，解決了并聯(lián)結(jié)構(gòu)的均流問題，三個獨立的電流內(nèi)環(huán)加快了變換器的響應(yīng)速度、提高了安全性。本文分析了此變換器的工作原理、控制策略，并對其進行了仿真實驗，驗證了理論分析的正確性與可行性。
參考文獻
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