基于賽靈思FPGA的數(shù)字頻域干擾抵消器

　　直放站在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中是必不可少的，但是如果直放站的收發(fā)天線隔離度不夠，整機(jī)增益偏大時(shí)，輸出信號(hào)經(jīng)延時(shí)后反饋到輸入端，會(huì)使直放站輸出信號(hào)發(fā)生嚴(yán)重失真產(chǎn)生自激。在無(wú)線通信系統(tǒng)的同頻直放站中，為了減小產(chǎn)品體積以及縮短建站成本，收發(fā)天線常常放置在一起(或距離很近)。由于收發(fā)天線往往只存在方向角的不同，因此直放站的接收天線肯定會(huì)接收到其轉(zhuǎn)發(fā)天線所發(fā)送的經(jīng)過(guò)放大的信號(hào)，而對(duì)所期望接收的有用信號(hào)產(chǎn)生干擾。如果不對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行處理，干擾和期望信號(hào)的疊加信號(hào)會(huì)再次被送進(jìn)功放，再進(jìn)行放大轉(zhuǎn)發(fā)，干擾信號(hào)的強(qiáng)度會(huì)一直積累，最終使得直放站無(wú)法正常工作。這種正反饋式干擾(干擾信號(hào)與正常通信信號(hào)的調(diào)制參數(shù)和載波頻率是完全一致的，使得接收機(jī)收到疊加有同頻干擾的混合信號(hào))還會(huì)對(duì)數(shù)字通信產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，從而阻礙正常的通信。在上、下行鏈路中，往往都存在著這種反饋式干擾，如圖1所示。

　　干擾抵消是同頻直放站所必備的一項(xiàng)技術(shù)，也是信號(hào)處理領(lǐng)域一個(gè)非常重要的課題[1]。傳統(tǒng)上，克服自激現(xiàn)象的方法有：(1)借助建筑物阻擋在發(fā)射和接收天線間;(2)增加直放站的施主和重發(fā)天線的空間隔離度。垂直隔離度一般最好大于1m，水平隔離度可以在十幾米以上。如果沒(méi)有垂直隔離的話，那么水平隔離的距離幾乎達(dá)到200米;(3)降低直放站的增益：上行和下行按照比例，就是上下行鏈路平衡，直至消除自激。

　　雖然上述三種辦法都可以在一定程度上降低干擾的影響，但是在某些場(chǎng)合，受到環(huán)境或系統(tǒng)性能的要求，這些方法并不可行。因此，利用自適應(yīng)干擾抵消器來(lái)減少直放站設(shè)備的同頻反饋干擾成為首選方案。在所有的自適應(yīng)方案中，尤以頻域算法在性能和復(fù)雜度之間取得良好平衡。

　　本項(xiàng)目以WCDMA系統(tǒng)為例，討論數(shù)字頻域自適應(yīng)干擾抵消技術(shù)的實(shí)現(xiàn)，并從功率譜密度和星座圖以及誤差向量幅度(EVM)等性能指標(biāo)對(duì)方案進(jìn)行評(píng)價(jià)。在設(shè)計(jì)中，為了驗(yàn)證算法性能且保證接收端的正常工作，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了WCDMA小區(qū)搜索的三步同步過(guò)程，并通過(guò)PC機(jī)對(duì)輸入輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行比對(duì)分析，驗(yàn)證方案性能。

系統(tǒng)方案

　　完整的系統(tǒng)從數(shù)字下變頻后的基帶數(shù)據(jù)開(kāi)始，至數(shù)字上變頻的前端為止，包括系統(tǒng)同步和干擾抵消兩大組成模塊，系統(tǒng)框圖如圖2所示，其簡(jiǎn)要介紹如下：

　　(1)在沒(méi)有干擾的情況下，所采集的數(shù)據(jù)源從A點(diǎn)輸入，然后將其構(gòu)造為WCDMA信源，作為頻域干擾抵消模塊的輸入。為了使干擾抵消模塊正確運(yùn)轉(zhuǎn)，在本設(shè)計(jì)中的B點(diǎn)輸出信號(hào)為每個(gè)碼片4采樣。

　　(2)為體現(xiàn)頻域干擾抵消的作用，在系統(tǒng)中必須模擬一個(gè)干擾信號(hào)。本設(shè)計(jì)將D點(diǎn)的輸出經(jīng)過(guò)功放(PA)作為干擾信號(hào)。

　　(3)將干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)多徑信道，反饋到B點(diǎn)與WCDMA信號(hào)疊加，再進(jìn)入干擾抵消模塊。為了抵消干擾，將E點(diǎn)的輸出反饋到干擾抵消模塊作為參考信號(hào)。在下文中，將此反饋支路稱為輔鏈路;而干擾抵消+功放的鏈路稱為主鏈路。

　　(4)有干擾的信號(hào)經(jīng)過(guò)頻域干擾抵消模塊，輸出抵消后的無(wú)干擾信號(hào)給同步模塊，即D點(diǎn)。同步模塊進(jìn)行三步搜索，得到幀頭以及擾碼信息。對(duì)同步后的碼片信號(hào)進(jìn)行解擾解擴(kuò)后得到信息數(shù)據(jù)，如圖中G點(diǎn)輸出。

　　(5)在開(kāi)關(guān)1處，可以選擇：有干擾的信號(hào)(C點(diǎn))或者干擾抵消后的信號(hào)(D點(diǎn))輸入同步模塊，并輸出顯示。

　　(6)在開(kāi)關(guān)2處，可以選擇：數(shù)據(jù)源直接顯示(A點(diǎn))，或者是同步后解出的數(shù)據(jù)顯示(G點(diǎn))。

算法設(shè)計(jì)

　　頻域自適應(yīng)干擾抵消(AIC)模塊利用了頻域?qū)崿F(xiàn)的LMS算法[2,3]。該算法通過(guò)1/2重疊保留法的快速傅立葉變換(FFT)，在頻域以直接相乘的計(jì)算方式實(shí)現(xiàn)快速相關(guān)和快速卷積[4]。算法基本框圖如圖3，其中A點(diǎn)為被干擾的信號(hào)，B為反饋鏈路的信號(hào)，C點(diǎn)為干擾被抵消后的輸出。主要包括以下循環(huán)執(zhí)行的操作流程，其中k表示第個(gè)k數(shù)據(jù)塊：

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　　(1)對(duì)自適應(yīng)濾波器的M個(gè)頻域抽頭系數(shù)W(k)作初始化設(shè)置;

　　(2)將濾波器的時(shí)域連續(xù)輸入信號(hào)u(n)每個(gè)M組成一個(gè)塊，然后級(jí)聯(lián)兩個(gè)數(shù)據(jù)塊做N點(diǎn)離散快速傅立葉變換，使其轉(zhuǎn)換為頻域信號(hào)U(k)，并將此信號(hào)用作自適應(yīng)濾波器的輸入;其中N是該濾波器抽頭個(gè)數(shù)M的2倍，即N=2M;

　　(3)將U(k)通過(guò)濾波器得到輸出信號(hào)Y(k)，然后進(jìn)行快速傅立葉逆變換(IFFT)處理，使其轉(zhuǎn)換為時(shí)域信號(hào)y(k)，作為干擾的估計(jì)值;

　　(4)計(jì)算被干擾信號(hào)r(k)和y(k)的差值，即為干擾抵消后的信號(hào)d(k);再產(chǎn)生該期望信號(hào)的頻域值D(k)為下一次濾波器抽頭系數(shù)迭代所使用;

　　(5)利用頻域信號(hào)進(jìn)行最小均方誤差LMS計(jì)算，即根據(jù)D(k)和U(k)對(duì)W(k)進(jìn)行更新，并將此更新值返回到步驟(2)中使用。跳轉(zhuǎn)到步驟(2)進(jìn)行反復(fù)迭代，直至干擾被抵消。

　　與傳統(tǒng)的時(shí)域LMS算法相比，利用頻域LMS算法可以降低計(jì)算復(fù)雜度。假設(shè)輸入為實(shí)信號(hào)，濾波器抽頭個(gè)數(shù)為。可以得到，頻域LMS和時(shí)域LMS的計(jì)算復(fù)雜度之比為。實(shí)際中，干擾在空中傳輸?shù)臅r(shí)延會(huì)比反饋信號(hào)的時(shí)延大得多，這時(shí)需要較大的抽頭個(gè)數(shù)才能抵消干擾。假設(shè)M=1024，則頻域LMS算法可以比時(shí)域LMS算法的速度提高大約16倍。為簡(jiǎn)化起見(jiàn)，在本文檔中取M=64，利用頻域LMS算法，在計(jì)算量角度大約可以比時(shí)域LMS算法快1.5倍。

　WCDMA同步算法

　　對(duì)于任何一個(gè)系統(tǒng)，要進(jìn)行正常的運(yùn)作都必須首先保證系統(tǒng)的同步。WCDMA的小區(qū)搜索分為三個(gè)階段，即主同步、輔同步和導(dǎo)頻搜索三個(gè)階段[5]。主同步利用PSC碼對(duì)接收到的主同步信道數(shù)據(jù)(PSCH)做相關(guān)，根據(jù)相關(guān)峰值的位置確定時(shí)隙頭。在主同步完成之后，輔同步階段可以確定幀頭位置和當(dāng)前小區(qū)使用的擾碼組號(hào)。方法是用輔同步碼(SSC)去做相關(guān)。最后一個(gè)階段是導(dǎo)頻搜索，利用已經(jīng)得到的擾碼組號(hào)和幀頭信息，遍歷一個(gè)主擾碼組所有的8個(gè)可能主擾碼，分別和導(dǎo)頻信道(CPICH)做相關(guān)。根據(jù)最大的相關(guān)值最終確定擾碼號(hào)?？梢?jiàn)，經(jīng)過(guò)WCDMA的三步同步，就可以得到當(dāng)前小區(qū)的主擾碼號(hào)和幀同步信息。三步同步的流程圖如圖4所示。

　　由于同步模塊收到的信號(hào)為4采樣的，而同步模塊內(nèi)部的搜索過(guò)程只需利用單采樣的數(shù)據(jù)，因此先要對(duì)過(guò)采樣的信號(hào)進(jìn)行下采樣。另外，為了對(duì)發(fā)送信號(hào)源進(jìn)行匹配，將接收到的信號(hào)首先經(jīng)過(guò)根號(hào)升余弦匹配濾波器，然后再下采樣到碼片速率，如B點(diǎn)所示。

　　仿真和測(cè)試結(jié)果

　　仿真結(jié)果

　　首先，經(jīng)過(guò)功率譜密度圖(PSD)驗(yàn)證，經(jīng)過(guò)AIC的輸出信號(hào)PSD曲線和發(fā)送信源PSD曲線基本一致。圖5給出了信干比為-10dB時(shí)算法的定點(diǎn)仿真結(jié)果。

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　　具體而言，在沒(méi)有AIC的情況下，輸出信號(hào)頻譜主瓣內(nèi)的波動(dòng)較大，而且主瓣下降dB值減小。采用AIC后，輸出信號(hào)頻譜主瓣內(nèi)的波動(dòng)基本得以改善，并且下降dB值也基本等于原來(lái)輸入信源的下降dB值，表明AIC性能良好。

其次，通過(guò)量化指標(biāo)EVM進(jìn)行比較[3]，圖6給出了信干比為-10dB時(shí)的EVM指標(biāo)，可以看出，AIC算法可有效抵消干擾，改善星座圖。

　　硬件測(cè)試說(shuō)明

　　在硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)，利用的開(kāi)發(fā)平臺(tái)為Virtex II Board。其中V2P30芯片FPGA具有136個(gè)硬核乘法器和塊RAM，可滿足自適應(yīng)濾波算法以及大點(diǎn)數(shù)的FFT變換需要大量的乘法器和存儲(chǔ)器的需求。此外，大量的Slice可實(shí)現(xiàn)小區(qū)搜索模塊以及相關(guān)測(cè)試平臺(tái)的建立。

　　此外，對(duì)于簡(jiǎn)易的視頻測(cè)試平臺(tái)，利用VGA接口完成測(cè)試平臺(tái)，進(jìn)行最終的測(cè)試驗(yàn)證。XUP Virtex II PRO板卡帶有高精度的DAC芯片F(xiàn)MS3818，能達(dá)到預(yù)期目的。軟件開(kāi)發(fā)選用了ISE8.2.03i，相應(yīng)的Chipscope為8.2版本。

　　硬件系統(tǒng)需要實(shí)現(xiàn)頻域AIC、小區(qū)同步搜索、WCDMA信源發(fā)生器、測(cè)試平臺(tái)4大模塊。其中AIC模塊可劃分為大點(diǎn)數(shù)的FFT變換以及相應(yīng)的串并、并串轉(zhuǎn)換等主要功能。將設(shè)計(jì)分為5個(gè)大的模塊：頂層模塊、AIC處理模塊、信源發(fā)生器、小區(qū)搜索以及測(cè)試平臺(tái)。FFT模塊利用賽靈思公司的IP Core(知識(shí)產(chǎn)權(quán)核)來(lái)完成;串并、并串可以利用塊RAM實(shí)現(xiàn);數(shù)據(jù)處理模塊盡可能地使用SRL16結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)，以節(jié)省資源。

　　系統(tǒng)測(cè)試按照由部分到整體的思路來(lái)完成，首先對(duì)各個(gè)模塊進(jìn)行單獨(dú)測(cè)試，再將部分模塊組合起來(lái)完成測(cè)試，最后再對(duì)整體系統(tǒng)進(jìn)行測(cè)試。這樣，可以將錯(cuò)誤及早發(fā)現(xiàn)并將其消滅在起步階段。測(cè)試主要依靠ChipScope來(lái)完成，利用其采集數(shù)據(jù)，再把數(shù)據(jù)導(dǎo)入MATLAB中，和定點(diǎn)仿真、ModelSim輸出結(jié)果進(jìn)行比較，完成數(shù)據(jù)分析，從而確保芯片的運(yùn)行結(jié)果和仿真結(jié)果是相同的。在測(cè)試中，全部以方波測(cè)試平臺(tái)為基準(zhǔn)。