隨著電子技術的不斷發(fā)展,在通訊、控制工程中應運而生的各種硬件平臺在功率電子領域中顯示出了獨有的特色,例如：MCU,DSP和復雜可編程邏輯器(Complex Programmable Logic Device。簡稱CPLD)等集成度很高的數(shù)字芯片就是以其精度高,溫度漂移小,升級換代簡便,長期工作不老化等特點,而廣泛用于功率變換器中,且大有取代傳統(tǒng)模擬控制芯片的勢頭。CPLD的多個通道可以并行工作的這一特點,使得控制三相功率因數(shù)校正(PFC)矩陣變換器的6只雙向開關同步、協(xié)調(diào)地工作。在此,介紹的XC95108型CPLD用于矩陣變換器,可以實現(xiàn)驅(qū)動脈沖分配、換相及橋臂死區(qū)的生成等功能。
2 三相PFC矩陣變換器電路拓撲及工作原理
圖1示出三相PFC矩陣變換器電路拓撲。該矩陣變換器的開關是由兩個背靠背的IGBT組成的。這樣組成的開關可對正負兩個方向的電壓和正反兩個方向的電流進行導通和截止,因此該開關具有四象限功能[1]。每個H橋的對角線上兩個雙向開關互補通斷,就可將等伏秒面積的雙極性電壓脈沖通過高頻變壓器傳遞給次級輸出。每一開關的導通寬度均由模擬調(diào)壓板通過對交流電壓前饋uphase、輸出電壓反饋uout及初級電流取樣值ipri作為輸入,再由模擬調(diào)壓板中的PFC專用芯片UC3854BN運算得到。CPLD板綜合DSP板,模擬調(diào)壓板的輸入,發(fā)出6路脈寬調(diào)制波驅(qū)動6只雙向開關VQ1～VQ6。圖2示出控制系統(tǒng)框圖。
3 CPLD形成脈沖分配
3．1 CPLD介紹
XC95108型CPLD具有2500個邏輯門,108個I／O口,5V供電電壓[2],抗干擾能力優(yōu)于3．3V芯片,最大通過頻率為125MHz。Project Navigator可編程邏輯開發(fā)軟件提供了一種獨立于硬件結構的設計環(huán)境,它使應用Xilinx型CPLD的設計者能夠高效地進行設計、仿真和器件編程。設計輸入的方式有原理圖方式、VHDL語言編程、Verilog語言編程等。Verilog和C語言很相似,可在無需了解太多硬件描述語言的情況下快速上手。進入數(shù)字邏輯時序設計階段,該系統(tǒng)就是采用這一軟件工具作為輸入方式的。
3．2 死區(qū)的生成
如圖1所示,VQ2,VQ4,VQ6或VQ1,VQ3,VO5的任意兩個開關同時開通都會造成輸入短路,有必要在硬件中加入死區(qū)。圖3示出CPLD發(fā)出的3路驅(qū)動電壓脈沖信號ugVQ1,ugVQ2,ugVQ6的實驗波形?？梢?驅(qū)動VQ4,VQ6兩只需要切換的開關脈沖死區(qū)時間為1μs,時基由10MHz的晶振送入移位寄存器得到。此外。任意一只開關的驅(qū)動信號的防直通處理均依照下式產(chǎn)生,
圖3 CPLD發(fā)出的三路驅(qū)動波形 [!--empirenews.page--]
3．3 6路驅(qū)動脈沖的生成
R,W,B三相交流電壓瞬時值滿足：
Umsinωt+Umsin(ωt+120°)+Umsin(ωt+240°)=0 (2)
脈沖寬度遵循的原則是每一相脈沖寬度與其相電壓的瞬時值成比例。由式(2)推導為：
│UR│=│UW│+│UB│ (3)
不失一般性,假定這一時刻,三相相電壓的絕對值│UR│最大,只要占空比滿足：dR=dW+dB (4)就可實現(xiàn)每一相電流對相電壓的跟隨,達到三相功率因數(shù)校的正目的。其中,各相橋臂上下管的工作脈寬可由下獲得,即模擬調(diào)壓板中的UC3854BN運算后將脈沖送入CPLD的3個I／O口,即R,W,B三相調(diào)制信號,CPLD將這3個信號分配為6路兩兩互補的40μs開關周期及占空比小于50％的驅(qū)動脈沖。圖4示出ModelSim下6路驅(qū)動電壓脈沖信號ugVQ1-ugVQ6的仿真結果。可見,同一橋臂的上下兩管兩兩互補,同時也可滿足式(4)。
4 實驗結果及分析
基于上述控制策略進行了數(shù)字控制器的硬件設計,其CPLD輸出的6路互補脈沖信號實測結果見圖3。由圖可見,此時ugVQ1的相電壓絕對值取得最大;ugVQ4次之;ugVQ6最小。比較圖4和圖3可見,實測波形與仿真波形完全一致,實現(xiàn)了1μs死區(qū)的設定和式(4)的約束條件。但值得注意的是,圖4下方的6路PWM在同一橋臂的上下兩管是互補出現(xiàn)的,實現(xiàn)了變壓器的一、三象限運行,即第1類工作狀態(tài)[3]。圖3中的3路實測波形反映的是CPLD發(fā)出的對應于圖1中VQ1,VQ4,VQ6的3只功率開關的驅(qū)動電壓信號,作用于VQ1,VQ4,VQ6后可傳遞給高頻變壓器一個周期的有效占空比,下一周期的脈沖與之互補,以相反的極性磁化變壓器,使之在兩個象限輪換工作。
圖5a示出輸出功率為1．2kW時主功率變壓器初級電壓up的實測波形。電壓平頂部分是圖3中VQ1和VQ4共同作用的結果;電壓凹臺部分是VQ1和VQ6共同作用的結果。由圖可知,CPLD實現(xiàn)了驅(qū)動脈沖按三相PFC和輸出穩(wěn)壓雙重條件下的解耦。6只雙向功率開關在其作用下將電網(wǎng)能量通過變壓器傳遞至輸出。圖5b示出負載的輸出功率加至3．5kW時,R,W兩相相電壓uR,uW和W相相電流iw的實測波形。比較其可見,iW是平滑的正弦波,對uR,uW實現(xiàn)了很好的跟隨,從而達到了PFC的目的。
5 結束語
CPLD實時性好,邏輯時序嚴格。應用在復雜的三相功率因數(shù)校正矩陣變換器中,可方便地實現(xiàn)6只雙向開關的步調(diào)一致。將經(jīng)過功率因數(shù)校正算法和電壓、電流PI調(diào)節(jié)后產(chǎn)生的脈寬調(diào)制波分配給圖1所示的6只雙向功率開關,將電網(wǎng)的能量等伏秒面積傳遞到次級,實現(xiàn)了單級的功率變換。
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