因為更高的效率是可以達到的（高于傳統(tǒng)的PWM），減少了高頻電磁干擾，（諧振槽路利用了電路的寄生參數(shù)）
電源轉(zhuǎn)換器市場對諧振拓撲的興趣近來在增加。
事實上，這種拓撲允許更高的功率/重量比和低的元件功率損耗。
許多電源應(yīng)用領(lǐng)域如適配器，電視，顯示器，通訊機和汽車收音機都可以使用這種技術(shù)的轉(zhuǎn)換器。
L6598設(shè)計成半橋式電路結(jié)構(gòu)。
本文說明如何使用這種器件。最后將討論所涉及的一些設(shè)計規(guī)則和應(yīng)用要點。
器件特色描述
器件的內(nèi)部電路圖如圖1，它是一個集成電路，用于實現(xiàn)脫線電源的控制技術(shù)。用于驅(qū)動功率MOS或IGBT。在半橋拓撲中，它提供的全部特點（如壓控振蕩器，軟起動，運算放大器，及使能端。）需用最少的電路元件恰當?shù)膱?zhí)行和控制諧振和SMPS。
圖1 L6598控制IC 內(nèi)部等效電路
該器件執(zhí)行可通過元件與高壓相接，它也能工作在從它供電的低壓之下。封裝為DIP16和SO-16。
最重要的特性：
高電壓（直到600V）輸入和降低dv/dt（150V/ns）于整個溫度范圍內(nèi)。
250mA（源出）/450mA（漏入）的驅(qū)動電流能力。
欠壓鎖定。
精確的電壓控制振蕩器和軟起動頻率轉(zhuǎn)移功能。
集成式升壓驅(qū)動用于電容升壓。
器件端子功能
pin1 軟起動定時電容接線端，器件提供軟起動特色，電容Css軟起動時間根據(jù)關(guān)系式Tss= Kss* Css（tpy*Kss= 0.15s /uf）。在穩(wěn)定狀態(tài)，pin1電壓是5V，在Tss間隙時間內(nèi)，電流Iss（為If起動的函數(shù)）給電容充電，另外，Tss設(shè)置在Kss*Css，它只取決于Css值。見 pin2說明和數(shù)據(jù)表中定時的描述。
pin2 最高振蕩頻率設(shè)置端。將一個電阻接于這個引腳和地之間，以設(shè)置起始頻率值，并固定于Fmin處。（Fstart>Fmin）在這個pin上的電壓固定為VREF = 2V。所以，Rfstart調(diào)整Ifstart = VREF / Rfstart。Rfstart值建議不小于18-20kohm。
pin3 振蕩器頻率設(shè)置端。電容Cf與Rfstart和Rfmin一起設(shè)置Fstart和Fmin。正常工作時，該腳呈三角波。詳見數(shù)據(jù)表的定時和振蕩器部分。
pin4 最低振蕩頻率設(shè)置端。將電阻連接在該端接地。以設(shè)置Fmin值。該端電壓固定為VREF=2V。所以，Rfmin設(shè)置的Ifmin電流等于VREF/ Rfmin，為精確設(shè)置頻率，Rfmin值建議不小于20 kohm。
pin5 運算放大器的輸出端。1M增益帶寬乘積，這種運放是一種可以滿足任何需要的無特征放大器。為完成一個反饋控制環(huán)路，該引腳憑借特有的電路可以接到Remind端子。
pin6 運算放大器的反相輸入端。
pin7 運算放大器的同相輸入端。
pin8 EN1，這個端子強迫器件處于鎖閉狀態(tài)。（與欠壓狀態(tài)相同）
高電平有效，典型的閾值電平是0.6V，這里有兩種方法可 重新開始正常運行。
第一是降低電源電壓到鎖定閾值之下，然后再升高電壓到正 確的供應(yīng)值。
第二是激活EN2輸入，EN1是為了大故障設(shè)計的，（例如短路或開路）
pin9 EN2，輸入在1.2V開始激活，當激活時，強制一個軟起動的程序。EN2電平普遍在EN1之上，它可以取消EN1的鎖定。
pin10 GND，接地端子。
pin11 LVG，低邊驅(qū)動輸出。這個端子連到半橋電路低邊功率MOSFET的柵極。將一個電阻接在這個端子和功率MOS 的柵極之間。用以減少驅(qū)動峰值電流。
pin12 Vcc電源電壓端。這個端子連接一個電源濾波電容。內(nèi)部箝制在
15.6V電源電壓限制。
Pin13 空腳。這個端子內(nèi)，外都不接，它為增加高壓和低壓電路的距離插入，增加的距離對絕緣性非常有益。
Pin14 高邊驅(qū)動浮地參考端，該端必須緊密的接到高邊功率MOS的源極。[!--empirenews.page--]
Pin15 HVG，高邊驅(qū)動輸出，這個端子必須連接到半橋的高邊功率MOS的柵，串入一個電阻接在該端子和功率MOS之間，可用于減小驅(qū)動峰值電流。
Pin16 提升電壓端，升壓電容必須連接在這個端子和VS之間，專 利集成電路技術(shù)取代了外部高壓二極管，這個特點系用高壓 DMOS完成與低邊同步MOSFET的驅(qū)動，詳見數(shù)據(jù)表中升壓技術(shù)的細節(jié)描述。
器件工作描述：
當提供給IC的電壓達到UVLO閾值時，器件將開始工作。在提供的電壓達到閾值之前，兩支外部半橋的功率MOS將驅(qū)動器的低阻抗槽路切斷。隨著供電進入正常，電路開始運行，在第一個半周期中高邊驅(qū)動器有效，所以升壓電容將充滿電荷。振蕩器是一個電壓控制振蕩器，在Rfmin和Rfstar端選擇合適的阻值，我們可以找出最低和最高工作頻率的限制。器件提供軟起動功能。在Css上接入一個延遲電容，這樣就可以控制軟起動時間。在一個周期內(nèi)，開始時頻率達到最大值，然后逐漸減小到工作值。振蕩器通 過低邊、高邊柵驅(qū)動來控制功率回路，連接到外部功率MOS。頻率的控制可在閉環(huán)控制條件下操作Rfmin做到。高、低邊驅(qū)動有效的驅(qū)動電流能力，以保持通常450ma源出和250ma漏入，這允許許多不同功率能力的MOS驅(qū)動，以保持快速的開關(guān)轉(zhuǎn)換。內(nèi)部邏輯確保死區(qū)時間插在高、低邊柵關(guān)閉和低高邊柵開啟之間，這個重要 的特點。使兩功率元件很容易工作在零電壓開關(guān)模式下，以減小晶體管開關(guān)損耗和電磁干擾（詳見下面軟開關(guān)部分）。建起的死區(qū)時間典型值為300ns，轉(zhuǎn)換會在這個時間內(nèi)全部完成。集成升壓功能允許避開用外接的快速二極管來給升壓電容充電（滿足懸浮驅(qū)動的需要）。內(nèi)部運算放大器在閉環(huán)控制以及保護功能上非常有用。
軟起動和振蕩器：
圖2 軟起動時間和振蕩器波形
軟起動功能由在一個周期的時間Tss內(nèi)完成，Tss是開關(guān)頻率從Fstart減為Fmin的時間，這個特點詳細的說明如下（參見圖2）。
在軟起動時間內(nèi)，電流Iss給電容Css充電，通常由一個電壓斜波送到跨導放大器，見圖2。這樣，此電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏餍盘?，并衰減為I fsyart。因此，該電流驅(qū)動振蕩器并在軟起動期間設(shè)置頻率為：
圖3 振蕩器電路
此處 Iosc=4*I R fmin。
Vc從峰值到振蕩器低谷值約等于2.84V。
在正常工作下，計算振蕩器近似頻率值的關(guān)系式為：
近似程度取決于頻率值，但是它仍舊大于從30Khz到100Khz的范圍。（圖4）
圖4 頻率特性
升壓部分：
高電壓部分由升壓電路獲得，這種方法一般需要高壓快速恢復二極管，用來給自舉電容充電，在器件中本集成結(jié)構(gòu)取得專利，用以取代外部二極管。它由高電壓DMOS實現(xiàn)。用串入一個二極管的方法與低邊驅(qū)動(LVG)實現(xiàn)同步驅(qū)動。為了驅(qū)動同步DMOS，其VS電壓必須高于電源電壓。這個電壓由內(nèi)部充電泵獲得。串接入DMOS的二極管避免其不希望有的開或關(guān)，二極管的插入防止了任何電流從V boot端子流入VS,防止內(nèi)部電容泵沒有完全放電 時,電源會快速關(guān)斷。自升壓式驅(qū)動插入了一個電壓降落于電容 C boot的重新充電時間內(nèi),(當進行低邊驅(qū)動時)，隨著頻率增加，外接功率MOS尺寸也要增加。它是Rds on上壓降和二極管閾值電壓的總和。低頻時，這種壓降很小，可以忽略。無論如何提高頻率時必須計及。事實上，這個壓降會減小驅(qū)動信號的幅度，并且可以有效的增加外部功率MOS的R ds on（取消也如此）?？紤]到在諧振電源中流過的電流，MOS減小了所增加的開關(guān)頻率，通常增加的R dson不是什么問題,因為其功率損耗是可以忽略的。此處Qg是外部功率 MOS的柵充電電荷，下面的方程式對計算升壓驅(qū)動的壓降是有用 的。
圖5 升壓驅(qū)動電路
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此處，Qg外部功率MOS的柵充電電荷，Rdson 是升壓DMOS的導通電阻， T charge是升壓驅(qū)動保持開通的時間（大約是開關(guān)頻率的一半減去死區(qū)時間）
升壓DMOS典型電阻值是150 毫歐姆，例如，使用一個具有整個30nc柵電荷的功率MOS,升壓驅(qū)動的壓降是2.5V,在開關(guān)頻率200Khz，實際上,
在實踐中，如果有效的壓降在升壓驅(qū)動上呈現(xiàn)出一個問題（特別在大功率MOS時）可以外接 一支二極管。防止C boot上的電壓減少。
使能功能：
L6598具有兩個不同的使能輸入端，EN1和EN2（PING）適合多方面應(yīng)用：
ENABLE 1（高電平有效）閾值典型為0.6V，當其被激活時，它可強迫器件處于閉鎖狀態(tài)，使得振蕩器停振，并且HVG和LVG兩輸出都被切斷，就如在欠壓條件下。在這種狀態(tài)下器件從電源取用很低的靜態(tài)電流（250uA最大）。這里有兩種方法重新起動器件，一種是減小電源電壓到關(guān)閉閾值以下，然后再起動。第二種是激活ENABLE 2的輸入端，鎖住OV P功能，可以達到使用這個功能。EN2高電平有效典型閾值為1.2V，它重新起動的順序以EN1已經(jīng)預先激活，它將從鎖存狀態(tài)下重新激活。
圖6 使能端子1的功能 圖7 使能端子2的功能
EN2高電平有效，典型閾值為1.2V。它重新起動的順序以及如果EN1已經(jīng)予先激活，它將從鎖存狀態(tài)下激活。
諧振的應(yīng)用：
在開關(guān)式的電源轉(zhuǎn)換器中，諧振轉(zhuǎn)換器可以根據(jù)波形與非諧振式區(qū)分出來。尤其是以轉(zhuǎn)換器中的功率開關(guān)和寄生元件。實際上對照傳 統(tǒng)的PWM方式，（典型為矩形/梯形）諧振轉(zhuǎn)換器波形則包含了正弦振鈴波形。諧振轉(zhuǎn)換器技術(shù)可以應(yīng)用在所有的轉(zhuǎn)換拓撲(Buck,Boost)它可以將這幾種的轉(zhuǎn)換器分一下類。
——串聯(lián)或并聯(lián)負載式諧振電路
——固定的或可變的工作頻率
——連續(xù)式或斷續(xù)式的諧振方式
——全諧振、半諧振的諧振開關(guān)轉(zhuǎn)換器
圖8 半橋式電路的連接方法
這篇技術(shù)論文不可能討論關(guān)于各種不同的拓撲，我們可以定義諧振變換器，它采用先進的網(wǎng)路諧振并且涉及零電壓或零電流開關(guān)的可能性。零電壓開關(guān)一般被認為在高頻與高壓應(yīng)用時是最必要的，因為存在功率器件的寄生電容。
ZVS拓撲可以緩沖高電壓應(yīng)力，它涉及開關(guān)電壓波形，但是，近來經(jīng)濟有效的方法是采用功率開關(guān)的半橋式連接，它提供 給兩元件軟開關(guān)特性，在開和關(guān)的上升下降沿處傳輸。整個諧振轉(zhuǎn)換器很容易實現(xiàn)。
器件為基于半橋拓撲的應(yīng)用而設(shè)計，以50%的占空比工作在變頻狀態(tài)，在這種形式的轉(zhuǎn)換器中，輸出參數(shù)的控制將由改變開關(guān)頻率的方法來完成。
最流行的負載諧振轉(zhuǎn)換器（SR串聯(lián)諧振、PR并聯(lián)諧振、LCL型串聯(lián)諧振等等）都可以使用這種結(jié)構(gòu)來完成。在目前的討論中，我們通常是用一個變壓器從主回路去給負載獨立充電來實現(xiàn)。此外，由于器件的運行模式，連續(xù)式諧振變換器是我們感興趣的拓撲，我們特制要參照LLC方式。[!--empirenews.page--]
圖9：隔離的LLC變換器
諧振電路：
任何諧振電路包括電容和電感，由于我們實際要用變壓器圖10給出一個實際使用的變壓器等效電路，它簡化地展示出各個寄生參數(shù)。寄生電感可以在二次繞組短路連接時從初級側(cè)測量出來。
圖10 變壓器等效電路
磁化電感是在變壓器二次側(cè)開始時從初級的測量值。寄生電容不予考慮。變壓器的簡化電路在目前的電路討論中是可以接受的。我們現(xiàn)在可以定義一些基本的諧振電路和它們在應(yīng)用中固有的效果。在圖11中，我們可以注意到網(wǎng)絡(luò)電路（從輸出終點處可看到）由半橋圖騰柱驅(qū)動，電路由漏感Lresi、變壓器初級電感Lmag/Lload、和諧振電容Cres串連組成,我們把相串聯(lián)的漏感Lres1和磁化電感Lmag叫做Lres2
Cos位于輸出和地之間的等效電容視作驅(qū)動終點（相對功率開關(guān)結(jié)電容和電路的分布電容）。讓我們開始引入基本的諧振概念， 涉及電路路徑網(wǎng)Cos+Lres+Cres。此處，Lres可以在Lres1和Lres2之間變化，其僅取決于負載值。假設(shè)Cres遠大于Cos值時我們剛好能夠考慮串聯(lián)的Cos+Lres。這個基本的諧振涉及軟開關(guān)狀態(tài)的運行。
圖11 LCL 諧振式變換電路
軟開關(guān)：
依然參照圖10。外部有源開關(guān)Qh在流過電感的電流達到0之前被關(guān)斷（有效導通時間小于半個周期）,電流被迫從輸出結(jié)點處流出，最初將Cos上的電荷放掉，然后跨過電壓閾值時的電壓會通過二極管DL。在很短的時間（=300ns）之后，當QL的漏源電壓接近 0時，固有的柵驅(qū)動器將被激活，并處在導通狀態(tài)。同樣的現(xiàn)象將在第二個半周期出現(xiàn)，關(guān)斷導通的QL會產(chǎn)生輸出槽路結(jié)點的交換，以使能量從Lres傳到電容Cos的核，結(jié)果使上面二極管DH激活。
圖12 軟開關(guān) 圖13 LLC諧振電路
傳輸?shù)纳仙睾拖陆笛乜梢员徽J為是上面定義的基本諧振部分，在圖12中可以觀察到輸出結(jié)點處交換的正弦波形部分。用 這種方法工作可以是零電壓開關(guān)，改善了系統(tǒng)的噪聲干擾,因此，驚人的減小了開關(guān)損耗。為了工作在軟開關(guān)狀態(tài)，必須強制柵關(guān)斷在電流流入負載之前，令其達到零電壓或讓它的極性反轉(zhuǎn)，這可以很容易實現(xiàn)，需要很仔細，以便不使輸出結(jié)點斷開。
基本的諧振以及組成的軟開關(guān)工作才是諧振變換器的實質(zhì)，而沒有包含在能量調(diào)整中。
為調(diào)整率改變頻率。
由于軟開關(guān)條件可以保證，讓我們進行諧振電路的描述，本電路允許用 改變開關(guān)頻率來控制輸出。諧振路徑是固有的電路。Lres+Lmag//Load+Cres（參見圖13），它的諧振系用改變頻率來調(diào)整輸出到負載的能量。負載電阻（并聯(lián)于磁化線圈電感）包括負載在二次側(cè)折算到初級的負載?，F(xiàn)在，我們必須考慮負載會有很大的變化（極限是短路和開路），另外，在實際的轉(zhuǎn)換器中（圖14），負載包括一個整流器部分和輸出濾波器。因此，即使在單周期極限，負載也有很大的變化。Lmag可以看作在二極管導通期間與一個很低的阻抗并聯(lián)，也可以看作在二極管關(guān)斷期間與很高的阻抗并聯(lián)（亦即在二極管陽極在降到低于輸出結(jié)點 的瞬時電壓）。
圖14 簡化的實際變換器
和以上論述相聯(lián)，我們可以看到電路處在多諧狀態(tài)的路徑，也即是圖15中描述的各個曲線，它可以監(jiān)測到作為頻率函數(shù)的導 納變化趨勢，此是為了對應(yīng)不同的阻抗負載。這里有兩種獨立的 諧振峰值。第一個峰在頻率低段時磁化電感是固有的（和Lext串連,如果只接一個）這是負載開路的情況。第二個諧振峰取決于串聯(lián)電感Lsense（在負載非常重或整流器正在導通的情況下）。兩種諧振均在能量傳輸?shù)截撦d及其控制上起作用。我們可以開始討論,假設(shè)磁化電感值Lmag太高，以至于它的電流對于我們感興趣的頻率范圍內(nèi)可以忽略不計。在這種假設(shè)下，很明顯，最大電流將出現(xiàn)在F02諧振峰上。在低于F02諧振峰以下的頻率時就不會諧振式工作。為了不失去零電壓開關(guān)，也因為能量傳輸?shù)截撦d的時間不能太長，從而為此增加或降低頻率。在實際中，對于實際的變壓器，其磁化電感不能被忽略（它的電感值不會太高）。無論如何，可以控制它的值以便讓其工作在低于F02峰的開關(guān)頻率下。[!--empirenews.page--]
圖 15 多諧振
勵磁電感 (在LCL拓撲中) 的控制，在能量管理上起到很重要的作用，它的值(以及它與Lsense的比率 ) 將影響多個應(yīng)用功能。
假設(shè)負載斷開，最大電流將出現(xiàn)在F01諧振的峰，它還涉及到路徑L+C。磁性電感的值要顯著地高于串聯(lián)電感的值。一般來說，最低諧振F01峰主要取決于它的值。我們可以定義F01峰為最低諧振點，以便于記住開關(guān)頻率必須不低于它的值。事實上，迫使半橋在較低F01下工作，串聯(lián)電路存在一個電容性負載，這種條件在應(yīng)用中是不能接受的，理由如下：
——在電容性負載中，零電壓開關(guān)工作條件會丟失。有效功耗就會出現(xiàn)（或為硬開關(guān)）。
——在閉環(huán)電路中，傳輸功能會反轉(zhuǎn)（當趨于諧振之下），會失去控制。
總結(jié)
它需要工作在曲線的“電感區(qū)域”以這種方法會使更高的頻率加到諧振網(wǎng)絡(luò)，所得到的功率會減少。值得注意的是，在深度電感模式下工作（遠離諧振峰值）電流會從正弦波形變?yōu)槿切?，而且需要很寬的頻率變化去控制調(diào)整率。
相反的，盡可能接進諧振點工作時，對于給出的負載改變，頻率變化將最小。
如果應(yīng)用設(shè)計成盡可能靠近最低諧振點（F01）和第二諧振點(F02之間,已經(jīng)證實初級電流在兩個功率MOS之一的關(guān)閉時刻不應(yīng)該太低,以便保證在所有條件下為實現(xiàn)軟開關(guān)所需的能量。
L6598的功能和諧振對調(diào)整率的影響已經(jīng)討論過了?，F(xiàn)在我們開始描述一些設(shè)計標準。
圖16 Vout + I (Cres) 特性
設(shè)計準則和應(yīng)用
設(shè)計程序的描述參照樣板來進行，它用來評估整個等效電路展示在圖17中。
圖17 L6598 組成的AC/DC 諧振變換器電路
對于PFC部分，僅作簡單的描述。請參考專門的應(yīng)用注意。
下面的討論將僅限于對諧振式變換器。
設(shè)計過程
圖 18 LLC諧振變換器
轉(zhuǎn)換器方塊電路可以分為幾個大塊，如圖18所示。輸出整流和濾波。變壓器和諧振元件（Lres—Cnes）。半橋。驅(qū) 動器控制。目標規(guī)范是給出一個70W交流適配器的設(shè)計。下面是一些參數(shù)和要求。
——輸出電壓Vo=18V, 最大輸出電流控制在Io=3.8A—4A
——寬范圍交流輸入電壓85V—264V
——需要高功率因數(shù)，總線電壓應(yīng)該是360V—420V
基于這些值，我們可以開始設(shè)計輸出級濾波器。
——二次側(cè)的電流關(guān)系式（假設(shè)為近似正弦波形）。
輸出濾波器和整流
需要使用高質(zhì)量的電解電容設(shè)置極 限為<1%，輸出電壓紋波是等 效串連電阻的函數(shù)（電容貢獻可忽略）。
這是標準使用的兩個電容（330uF ,WITH ESR = 75 msz 個,電容的內(nèi)部功耗在最大功率輸出時為140W，電壓紋波約在240mv。
第二級L*C濾波器的布局接入可以有效的限制輸出電壓紋波，而不需要多個超過合理的高性能的電容。在本例的情況下，低價格電感就減少了高頻率電壓紋波，使之達到80mv（如圖19）以下。因為輸出電流/電壓比率在這種應(yīng)用中輸出整流級可以呈現(xiàn)出更多的功耗。對于目前的應(yīng)用，選擇中心抽頭線路連接，效率顯著的改進，這樣在每一側(cè)輸出整流器上只有一半功耗，使用這種解決方案，在二次繞組間需要兩繞組很好的耦合。并且使電流波形能很好的對稱。對我們的設(shè)計，選擇STPS40L40CT是低壓降功率蕭特基二極管，為TO-220AB型封裝（Vth = 0.28V，Rd = 0.0105ohm, BV = 40V）[!--empirenews.page--]
圖19 輸出整流和濾波
整流管上的功率耗散可以使用正弦模型來評估。@ Io = 4A
二極管上的峰值電流 I dp = 3.14*Io*Idp/2 = 6.3A Irms = 4.45A
二極管的反向峰值電壓>Vo*2 = 36V
變壓器設(shè)計
LLC諧振結(jié)構(gòu)需要一個諧振電感,(Lser)要將它串在變壓器的初級還需要一個諧振電容(Cres) 這個電感起一個重要極點的作用，在能量傳輸或極重負載條件下，它的值控制著電流峰值。
由于初級通道將被用來提供作高頻交流通道（會有很大的磁密浪涌 B）,一個高質(zhì)量諧振電感將需要用來限制磁心的功耗。在諸多實際設(shè)計中，變壓器的雜散電感可以有效地取代任何外部諧 振電感（或減小它的數(shù)值）。我們采用這種解決辦法，它可以省去部件并限制磁心功耗。漏感(Lstray)參數(shù)設(shè)計起來不太容易,通常它需要一些機械技巧, 以便得到一些有用的數(shù)值，不管怎樣，還是變壓器確定來得快。漏感值會足夠恒定，變化范圍也是有限的。
與此相關(guān)，第一步是選擇磁心裝置的尺寸，使用截面積（Ap）的規(guī)范。我們可以首先接近磁心兩面積的乘積。所需的Ap可以用方程Ap1和Ap2找到。（我們用同一個公式做為標準半橋正向變換器）。
Ap = Aw*Ae 是窗口面積（Aw與型狀相關(guān)）與磁芯截面積 （Ae）的乘積。
N.B對所選的諧振元件（電感及電容）及隨頻率的相應(yīng)關(guān)系已設(shè)置好，其一可以很容易的參考附錄A中討論的變換器來完成。起始選擇最小的工作頻率，通常滿載條件下為65KHz。
相對磁芯損耗限制，這里Kh = 4*10-5 Ke = 4*10-10 Fsw = 65KHz。對于現(xiàn)有設(shè)計AP1= 0.38 cm 4
相對于磁飽和的限制。此處 K= 0.165 ,相對半橋變換器，Bmax.= 0.4T由變壓器掌握的功率為P in。在現(xiàn)有設(shè)計中，將有AP2=0.17cm4。所需的AP將加大到現(xiàn)有數(shù)值的兩倍。為滿足電流的目標規(guī)范，我們選AP=AP1=0.38cm4。 選擇磁芯形態(tài)為EE30（E30.15.7）在高頻材料下,Ve=3.9cm3，Aw=0.8cm2 Ae=0.6cm2，Ap=Aw.Ae=0.48cm4。
變壓器繞組：
為確定繞組，首先必須固定輸入的直流總線電壓值。由于在所討論的設(shè)計中有PFC予調(diào)整級的需要，因此讓起始固定電壓總線范圍在360V—420V。LCL諧振變換器的諧振可以用變壓器的初級電感的予定值來實現(xiàn)。
第二個諧振電感容許工作在輕載條件下，并在給定負載范圍內(nèi)保持相同時間的高效率。在我們的經(jīng)驗中,用初級電感作為第二個電感的優(yōu)點為其電感值與期望值之間的最佳比在3.5—7的范圍內(nèi)。
圖20 變壓器
初級電感值與期望電感值之比可以用骨架間隙來調(diào)整，而且可以在變壓器磁心之間加入空氣隙來調(diào)整（這就減少了磁化電感）,為此我們選擇兩層骨架的形式，將初級，次級分開。見圖20。繞組設(shè)計開始先計算所需的最小初級圈數(shù)。對此，有：
此處，Vin min = 360V B = 0.23T Ae = 0.6cm2
在AP情況，先求出AP1, B由式[17]計算。
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此處，Pcv = Pt / 2Ve Pt = 1.3AP1*
作為替代,在此情況下,AP由AP2代替,Bmax由設(shè)計師固定0.4T。
選擇初級圈數(shù)Np = 60。圈數(shù)比n = Np / Ns，由二次窗口及圈數(shù)定出。
占空比 D = 0.5 選擇n = 12，二次Ns = 5
*圈數(shù)比n可以足夠高，高于[18]式，因為有Lmag效應(yīng)。
**二次繞組相應(yīng)為Ns = 5+5，這是由于中心抽頭式整流。
為了限制趨膚效應(yīng),（帶來固有功耗）Litz的導線解決方案被采用。
——20*0.1mm導線放于初級側(cè)（0.157mm*2）
——60*0.1mm導線放于二次側(cè)（0.47mm*2）
由于初次級側(cè)繞組設(shè)定，我們需要固定變壓器電感。公式[19]可以計算并很好地得出在磁心參數(shù)及氣隙長度的條件下的初級電感量。它是磁心參數(shù)及初級圈數(shù)及氣隙的函數(shù)。
此處，uo = 4*3.14*10-7 為空氣的磁導率。ur為相對磁導率。
Le為磁路長度(cm) Ae為磁心有效截面積(cm),Lgap 為氣隙長度(mm).
計算初級電感為mH。在本文情況下為L = 0.85mH
考慮漏感，在標準正向應(yīng)用的變壓器中不是很精確的。(主要因機械位置)，近似值可以用下面公式得出：
此處為270uH
這里，lw = 5.6cm bw = 0.5cm hw = 1.55cm
在此例的實際變壓器中，漏感約240uH,(在變壓器的二次短路時測初級得出)。如前所述，在磁心中插入一個氣隙，可以控制初級電感及漏感的比值，選擇氣隙為0.33mm, 得到Lm/Ls = 3.5的比值。
諧振電容
對諧振電容的選擇必須考慮其比率電流，對于低的電容值, 在實際上，電流能夠被限制。在一個聚丙烯串聯(lián)電容中，它通?？梢哉业揭粋€合適的元件。另一方面，對給定的諧振值（見圖21），見諧振曲線的縱剖面。(Q因子，其為(Lres/Cres)1/2的函數(shù))這樣，阻抗的改變隨頻率變。在我們的設(shè)計中，選為22nF / 630V PHE-100*C
圖21 Q值的選擇
功率MOSFET
功率MOSFET用于半橋需要耐壓為500V選擇STP4NB50。
相關(guān)參數(shù)可以用于計算
此處，I qpk為初極側(cè)電流峰值。
由于Lm/Ls比值為變壓器初極側(cè)電流管理不可忽略的部分，它不會被傳至負載。因此,用此式計算初極電流其結(jié)果將比測量值低得多。
測試結(jié)果見圖22。
圖22 I（Q）+I ces 特性
阻塞電容C-bulk
設(shè)計公式如下：
此處，T hold為所需的保持時間。Vo min為正常工作的最小電壓。
選擇阻塞電容的關(guān)鍵點是按如下順序，承受電壓，100Hz紋波下的電容值，保持時間，再看一下PFC文件。
選擇C bulk = 33uF/450V 容許+/--9V電壓紋波，沒有固定任何保持時間。
控制電路
輸出電壓及電流的控制與兩個使用TSM103(雙運放及基準)的環(huán)路有關(guān)。該元件還加上光耦。允許執(zhí)行對輸出電壓和電流兩者完整的控制?？刂茀?shù)隨頻率的變化為流行的R f min，見器件工作頁3。[!--empirenews.page--]
圖23 輸出V/I特性
自從輸出控制不 能長時間保證重載情況,（如輸出低于5V）在初級側(cè)檢測出的電流（C17,R26,D12,D13）并作為信號濾波器及饋送到L6598的 EN2端。超過閾值限制，軟起動就會重新激活。
其它零雜
在設(shè)計中要考慮的少數(shù)臨界點及相應(yīng)調(diào)整。
——頻率精度。實際頻率由外部元件影響（Cosc的精度及其隨溫度的飄移）更多地，Cosc較低時，雜散影響必須考慮。（端子及PCB板電容）振蕩精度會受下面因素影響，即基準中流出電流超過100uA時。
——PCB板布局會耦合噪聲。檢查噪聲最好的判據(jù)是在Cf端(3pin)測量信號。為了確保正確的驅(qū)動周期占空比，此處應(yīng)是一個同步觸發(fā)波形。測試的另一點是14pin的電壓,在自由運轉(zhuǎn)期間,不要太近地電平。
（很少的幾伏特）
功率因數(shù)部分
對諧振式應(yīng)用，在我們的設(shè)計中，加入它還有如下理由：不管PFC是否必要。
前級的變換為傳統(tǒng)的脫線式。由全波整流，電容濾波組成從AC線路得到未穩(wěn)的DC總線。因此，連續(xù)的線路電壓是長時間在電容上的低電壓。這樣整流器僅傳導每個半周期的很小一部分。從主線的電流被拖出，然后一系列窄脈沖，其幅度為5～10倍的平均DC值。
從這里返回的損失，更高的峰值和均方根值電流從線路上拉出。AC線路電壓的畸變，三相系統(tǒng)自然線路中的過流，在這所有之后，會是很差的電源系統(tǒng)的供給能量的能力。
這可以由測量整個諧波畸變項來得出。作為正常供電時，功率因數(shù)為實際功率和視在功率之比。從主干線上拖動的功率更直接。傳統(tǒng)的輸入級電容濾波只有很低的PF值（0.5～0.7）以及較高的THD（>100%）。國際正常標準需求要有高的功率因數(shù)來完成電源設(shè)計。
基于上述理由，功率因數(shù)校正為脫線電源管理中正在流行的部分。對高功率因數(shù)的預調(diào)整器，在輸入整流橋和濾波電容之間插進去，會改善功率因數(shù)到0.99，供給電流能力也增加了，濾波電容峰值電流及諧波畸變都會減小。
再者，PFC有預調(diào)整的高壓總線，它提供一個重要的優(yōu)點。因為PWM工作在固定的直流總線上，這會使諧振式工作變得容易控制。
L6561是一個集成控制器，專用于PFC級，它采用臨界型傳導技術(shù)，并對低功率到中功率很適用。
PFC部分提供一個給出80W功率及400V穩(wěn)定電壓的設(shè)計。
AC主線電壓可從85～264V。
對L6561細節(jié)描述可見AN966。
評價結(jié)果。
表格1
附錄A
掌握諧振元件的方法是采用正常電壓、電流。
最小工作頻率設(shè)在65KHg，該頻率可考慮一個好的折中的辦法。既保持變壓器的磁化設(shè)置的小尺寸。又防止高頻問題。（如雜散參數(shù)開關(guān)損耗等）
讓我們固定正常輸出電壓M=0.98 M=（VO*N）/（VIN（MAX）/2）
假設(shè)正常工作電流J = 0.2 J =（IO*RO）/（VIN（MAX）/2）
此處RO是特征阻抗 = (Lr/Cr) 0.5
諧振ZO可按下式計算 ZO =（（VIN/2）2*J*M）/（VO*IO） ZO = 120
諧振電容是：Cr = 1/(ZO*W) Cr = 1/(110*2∏*65*103) = 20nF
諧振電感是：L r = ZO/W Lr = 110/(2∏*65*103) = 295mH
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