太陽(yáng)能并網(wǎng)逆變器的方案設(shè)計(jì)，有完整硬件模塊以及算法

　　要實(shí)現(xiàn)把太陽(yáng)能電池上的低直流電能能夠并網(wǎng)供電，就需要一種逆變裝置，這種逆變裝置要求能夠把低的直流電變換成與電網(wǎng)電壓幅度、頻率、相位均相同的正弦交流電，才能保證可靠的并網(wǎng)供電。而實(shí)現(xiàn)逆變的主要部分就是逆變控制器。本方案擬采用單片F(xiàn)PGA來(lái)實(shí)現(xiàn)太陽(yáng)能并網(wǎng)逆變控制器的功能，其實(shí)現(xiàn)整體框圖如圖1所示。

　　首先數(shù)據(jù)采集芯片在FPGA的控制下采集的市電電壓與逆變器輸出電壓進(jìn)行鎖相，保證了逆變器輸出電壓與市電電壓保持相位一致，用鎖相環(huán)輸出的正弦信號(hào)作為電壓電流雙環(huán)控制的基準(zhǔn)信號(hào)。電壓電流控制環(huán)在基準(zhǔn)信號(hào)、濾波電感電流、輸出電壓的反饋信號(hào)的控制下通過(guò)PI調(diào)節(jié)等控制策略產(chǎn)生用于SPWM的調(diào)制波，該調(diào)制波與三角波通過(guò)SPWM產(chǎn)生模塊即可產(chǎn)生SPWM波作為全橋逆變開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)控制信號(hào)。

　　芯片中還有用于DC-DC的PWM控制信號(hào)，通過(guò)采集DC-DC輸出電壓值來(lái)實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)PWM脈沖寬度，保證DC-DC輸出的高直流電壓的穩(wěn)定。輸入欠壓輸出過(guò)流保護(hù)模塊保證在光伏電池輸出電壓過(guò)低時(shí)、輸出過(guò)流時(shí)及時(shí)關(guān)斷SPWM和PWM信號(hào)，保證設(shè)備的安全。

　　1.電壓電流雙環(huán)控制

　　電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方案是高性能逆變電源的發(fā)展方向之一，雙環(huán)控制方案的電流內(nèi)環(huán)擴(kuò)大逆變器控制系統(tǒng)的帶寬，使得逆變器動(dòng)態(tài)響應(yīng)加快，非線性負(fù)載適應(yīng)能力加強(qiáng)，輸出電壓的諧波含量減小。本設(shè)計(jì)擬采用以濾波電感電流為內(nèi)環(huán)被控量的電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙閉環(huán)控制。

　　電感電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)控制方式的控制原理框圖如圖2所示，電壓給定信號(hào)與輸出電壓反饋信號(hào)比較得到電壓誤差，經(jīng)過(guò)PI電壓調(diào)節(jié)器產(chǎn)生電感電流給定信號(hào)，再與電感電流反饋信號(hào)比較而得的電流誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)PI電流調(diào)節(jié)器形成控制量，對(duì)逆變器實(shí)施控制。

　　在這個(gè)雙環(huán)控制方案中，電流內(nèi)環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，電流調(diào)節(jié)器的比例環(huán)節(jié)用來(lái)增加逆變器的阻尼系數(shù)，使整個(gè)系統(tǒng)工作穩(wěn)定，并且保證有很強(qiáng)的魯棒性;電流調(diào)節(jié)器的積分環(huán)節(jié)用來(lái)使電流環(huán)穩(wěn)態(tài)誤差小。電壓外環(huán)也采用PI調(diào)節(jié)器，電壓調(diào)節(jié)器的作用是使得輸出電壓波形瞬時(shí)跟蹤給定值。這種電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)雙環(huán)控制的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度十分快，并且靜態(tài)誤差較小。其FPGA內(nèi)部的硬件實(shí)現(xiàn)原理如圖3所示。

　　圖3中PI控制器輸出信號(hào)m(t)與輸入信號(hào)e(t)的關(guān)系為：

　　則PI算法的S域的傳遞函數(shù)為：

　　其中， 、 分別為比例和積分環(huán)節(jié)系數(shù)，當(dāng)采樣周期很短時(shí)，映射到Z域有：

　　將

按泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)，有：

　　若取泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)式的前兩項(xiàng)，則PI算法的Z域傳遞函數(shù)為：

　　顯然，在離散系統(tǒng)中，積分表示累加求和，這樣我們就不難構(gòu)造工程上的硬件PI算法了。圖4是硬件PI算法結(jié)構(gòu)的運(yùn)算流程。

　　圖5所示為電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制逆變系統(tǒng)輸出負(fù)載突變時(shí)的電壓電流SIMULINK仿真結(jié)果，從上到下依次為突加負(fù)載、突卸負(fù)載、負(fù)載不變的仿真結(jié)果。從仿真結(jié)果中可以看出，在負(fù)載變化后，系統(tǒng)能較快進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，并且在負(fù)載變化的前后，輸出的電壓值基本不變。這說(shuō)明電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制逆變系統(tǒng)不僅具有較好的動(dòng)態(tài)性能，也具有較好的穩(wěn)態(tài)性能。

　　2.SPWM波形產(chǎn)生

　　SPWM波產(chǎn)生原理如圖6所示，正弦基準(zhǔn)信號(hào)與三角載波進(jìn)行比較，當(dāng)正弦波大于三角波時(shí)，一路SPWM為正;當(dāng)正弦波小于三角波時(shí)，一路SPWM為負(fù)。實(shí)際中的與三角波進(jìn)行調(diào)制的并不是直接的正弦基準(zhǔn)信號(hào)，而是正弦基準(zhǔn)信號(hào)通過(guò)電壓電流雙閉環(huán)后產(chǎn)生的調(diào)制波U0與三角波進(jìn)行比較調(diào)制的，這樣才能保證對(duì)逆變輸出電壓的實(shí)時(shí)控制。AH、AL即為調(diào)制波與三角載波比較而來(lái)。

　　其三角載波可利用10位有符號(hào)可逆計(jì)數(shù)器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，利用其循環(huán)加減來(lái)產(chǎn)生數(shù)字化三角載波，即從-512計(jì)數(shù)到511，再?gòu)?11返回到-512。加減計(jì)數(shù)器每進(jìn)行一次計(jì)數(shù)所需要的時(shí)間即為數(shù)字化三角載波周期的一半。因此，計(jì)數(shù)時(shí)鐘周期TO、數(shù)字化三角載波峰峰值P以及三角載波周期TC三者之間的關(guān)系為：TC=2TOP。

　　由于開(kāi)關(guān)管固有開(kāi)關(guān)時(shí)間ts的影響，開(kāi)通時(shí)間ton往往小于關(guān)斷時(shí)間toff，因此容易發(fā)生同臂兩開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通的短路故障。為避免這種故障的發(fā)生，通常要設(shè)置開(kāi)關(guān)死區(qū)△t，以保證同橋臂上的一只開(kāi)關(guān)管可靠關(guān)斷后，另一只開(kāi)關(guān)管才能開(kāi)通。本文中的死區(qū)設(shè)置原理如圖7所示，首先將調(diào)制波 加和減一個(gè)常數(shù) 分別得到 和 ，然后通過(guò)三角波與 比較得到AH，三角波與 比較得到AL，這樣就會(huì)得到一個(gè)死區(qū)，并且死區(qū)時(shí)間可通過(guò)常數(shù) 來(lái)調(diào)節(jié)， 越大，死區(qū)時(shí)間越長(zhǎng)，反之越短。[!--empirenews.page--]

　　帶死區(qū)的比較器已通過(guò)簡(jiǎn)單的VHDL語(yǔ)言編程實(shí)現(xiàn)了，其關(guān)鍵語(yǔ)句如下：

　　IF ((sin_C1-S)>=triangle) THEN

　　spwm1_c1<='1';

　　ELSE

　　spwm1_c1<='0';

　　END IF;

　　IF ((sin_C1+S) <= triangle)THEN

　　spwm2_c1<='1';

　　ELSE

　　spwm2_c1<='0';

　　END IF;

　　其中S為設(shè)置死區(qū)的參數(shù)，(sin_C1-S)>=triangle表示三角波與

的比較來(lái)生成spwm1，(sin_C1+S) <= triangle表示三角波與

的比較來(lái)生成spwm2。

　　3.諧波抑制技術(shù)

　　上節(jié)的SPWM調(diào)制技術(shù)實(shí)際上就是一種很好的諧波抑制技術(shù)，方波調(diào)制盡管直流利用率高，但輸出電壓的諧波含量也高，且正弦度較差;而SPWM調(diào)制能獲得較好的正弦波，目前已被廣泛應(yīng)用，但其諧波問(wèn)題仍然不可忽視。在光伏發(fā)電SPWM 逆變電源中，逆變電源產(chǎn)生的3～20次諧波含量比較大，理論上有源濾波器雖然可以有效地抑制諧波，但由于其技術(shù)復(fù)雜、成本較高，而未能獲得廣泛應(yīng)用。在實(shí)際應(yīng)用中，由于無(wú)源濾波器成本低，相對(duì)于有源濾波器更加穩(wěn)定、可靠，無(wú)源濾波器既可以抑制諧波，也可以進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償，因此，本設(shè)計(jì)采用無(wú)源濾波器來(lái)抑制諧波。

　　在逆變器輸出級(jí)采用LC低通濾波器，為了進(jìn)一步降低高頻紋波，每個(gè)半橋電路采用四階Butterworth濾波器，電路結(jié)構(gòu)如圖8所示。

　　　這里電感L1的選擇的至關(guān)重要，除了滿足濾波要求之外，它還直接決定著開(kāi)關(guān)管的最大開(kāi)關(guān)電流，開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)電流的大小決定著最大可能的輸出功率，當(dāng)電感L1選得較大時(shí)，雖然濾波效果好，但開(kāi)關(guān)電流小，輸出不了大的功率，L1選得較小時(shí)開(kāi)關(guān)管的電流較大，功率損耗增大，且影響開(kāi)關(guān)管的安全。所以L1值的大小要綜合考慮。C1由開(kāi)關(guān)管頻率和逆變輸出頻率(50Hz)來(lái)確定。一般取截止頻率為開(kāi)關(guān)頻率的1/10~1/20;L2、C2的主要作用是進(jìn)行二次濾波，取值較為靈活。由于電路對(duì)稱，因而對(duì)稱的另一側(cè)濾波器參數(shù)與本側(cè)相同。

　　4.相位跟蹤

　　相位跟蹤采用數(shù)字跟蹤技術(shù)，在FPGA內(nèi)部實(shí)現(xiàn)，實(shí)現(xiàn)市電的相位與逆變器輸出的正弦電壓的相位一致，從而才能保證可靠的并網(wǎng)。相位跟蹤實(shí)現(xiàn)原理如圖9所示。

　　將DC-AC輸出信號(hào)和50Hz市電信號(hào)經(jīng)過(guò)AD采樣后分別通過(guò)一個(gè)比較器，使其變換為50%占空比的方波數(shù)字信號(hào)，將兩個(gè)方波信號(hào)通過(guò)一個(gè)異或門鑒相后可以得到DC-AC輸出信號(hào)和50Hz市電信號(hào)相位的差值，將此差值通過(guò)一個(gè)數(shù)字環(huán)路濾波器濾除鑒相器輸出的高頻分量，數(shù)字環(huán)路濾波器輸出控制FPGA內(nèi)部正弦信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生信號(hào)的相位，從而有效調(diào)節(jié)DC-AC輸出信號(hào)的相位，使其與50Hz市電同步。

　　5.PWM波形產(chǎn)生

　　由于光伏電池的直流電壓較低，一般為幾十伏，而電網(wǎng)電壓為220的有效值，所以要采取升壓的方式，升壓的方式有兩種：一種是在逆變后正弦交流電后面采用變壓器升壓，另一種是在光伏電池輸出后采用DC-DC變換。由于從較低的電壓升到高壓的工頻變壓器不易做，效率也較低，而采用DC-DC變換具有效率高，所以本設(shè)計(jì)擬采用第二種方案。

　　DC-DC變換環(huán)節(jié)的PWM產(chǎn)生原理與SPWM原理類似，通過(guò)采集DC-DC輸出電壓值來(lái)調(diào)節(jié)PWM脈沖的寬度，保證DC-DC輸出的直流高壓穩(wěn)定。

　　6.AD轉(zhuǎn)換控制

　　由于本設(shè)計(jì)要采集濾波電感電流、逆變輸出電壓、市電電壓等五路數(shù)據(jù)，要用到AD轉(zhuǎn)換芯片，其轉(zhuǎn)換控制邏輯仍在此片F(xiàn)PGA中實(shí)現(xiàn)，由FPGA的專用時(shí)鐘引腳給AD轉(zhuǎn)換芯片提供時(shí)鐘，其他的讀、寫、轉(zhuǎn)換結(jié)束等控制邏輯具有FPGA實(shí)現(xiàn)。

　　7.保護(hù)模塊

　　對(duì)于負(fù)載過(guò)流以及逆變輸入直流電壓的欠壓保護(hù)功能的實(shí)現(xiàn)，本設(shè)計(jì)方法是在FPGA內(nèi)部設(shè)計(jì)一個(gè)保護(hù)控制模塊：將AD轉(zhuǎn)換器采集到的輸出電流值和逆變輸入直流電壓值與設(shè)定的電流、電壓值相比較，當(dāng)其中一路的電壓值小于或電流值大于所設(shè)定的值時(shí)，輸出過(guò)壓過(guò)流保護(hù)信號(hào)至SPWM產(chǎn)生模塊，封鎖SPWM信號(hào)的輸出，使輸出全為低電平，從而達(dá)到了保護(hù)開(kāi)關(guān)管及負(fù)載的目的。