隨著電源技術(shù)的發(fā)展，低電壓，大電流的開關(guān)電源因其技術(shù)含量高，應(yīng)用廣，越來越受到人們重視。在開關(guān)電源中，正激和反激式有著電路拓?fù)浜唵?，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于中小功率電源變換場合。跟反激式相比，正激式變換器變壓器銅損較低，同時，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯，因此，一般認(rèn)為正激式變換器適用在低壓，大電流，功率較大的場合。
在我們的新項目中使用了INTEL新的芯片組和CPU,和以往不同的是，前端系統(tǒng)總線(FSB)將使用獨立的終端(termination)電源，需要系統(tǒng)提供最大為6A的1.2V電源。其核心邏輯(core logic)和HUB LINK也將最大消耗7A×1.5V的功耗。在以往的做法中會直接使用LDO來實現(xiàn)低電壓小電流的轉(zhuǎn)換，然而，在這么大的電流情況下很難找到合適的LDO 來實現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換。
PWM電路分析
PWM 電路基本原理依據(jù)： 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時其效果相同。PWM 控制原理， 將波形分為6 等份， 可由6 個方波等效替代。脈寬調(diào)制的分類方法有多種，如單極性與雙極性， 同步式與異步式， 矩形波調(diào)制與正弦波調(diào)制等。單極性PWM 控制法指在半個周期內(nèi)載波只在一個方向變換， 所得PWM 波形也只在一個方向變化， 而雙極性PWM 控制法在半個周期內(nèi)載波在兩個方向變化， 所得PWM 波形也在兩個方向變化。根據(jù)載波信號同調(diào)制信號是否保持同步， PWM 控制又可分為同步調(diào)制和異步調(diào)制。矩形波脈寬調(diào)制的特點是輸出脈寬列是等寬的， 只能控制一定次數(shù)的諧波; 正弦波脈寬調(diào)制的特點是輸出脈寬列是不等寬的， 寬度按正弦規(guī)律變化， 輸出波形接近正弦波。正弦波脈寬調(diào)制也叫SPWM.根據(jù)控制信號產(chǎn)生脈寬是該技術(shù)的關(guān)鍵。目前常用三角波比較法、滯環(huán)比較法和空間電壓矢量法。
對于低電壓大電流的情況一般會用PWM的方式來實現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換，因此最開始的設(shè)計采用PWM來實現(xiàn)1.2V和1.5V電源的轉(zhuǎn)換，均采用單相。采用合適的 PWM控制器可以直接控制兩路電源的輸出，電路如圖1所示，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在主板上應(yīng)用廣泛，從CPU的電源供電到DDR的電源和終端供電都是通過該方式實現(xiàn)的。這是一種很成熟的電源轉(zhuǎn)換方式，可以很可靠地實現(xiàn)低電壓大電流的轉(zhuǎn)換。
在這種轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中，MOSFET工作在飽和和截止兩個區(qū)，上端MOSFET的功耗主要由導(dǎo)通功耗和開關(guān)功耗兩部分構(gòu)成，下端MOSFET可以實現(xiàn)零壓差的轉(zhuǎn)換，功耗主要由導(dǎo)通功耗決定，即MOSFET上的功耗主要由Rds(on)和Qg決定，由于現(xiàn)在的MOSFET工藝水平的進(jìn)步，可以做到Rds(on)和Qg 都比較小，因此MOSFET功耗產(chǎn)生的熱量可以比較好地解決，必要時可以并聯(lián)兩個MOSFET來減小其散熱。為了讓輸出電壓紋波比較小，通常會在這里用到比較大的電感和大容值電容。這種電路結(jié)構(gòu)的特點是簡單成熟，元件的選擇范圍寬，功率器件散熱問題可以比較好地解決。這種方式的缺點是使用的元件比較多，每一相至少需要兩個MOSFET和一個電感，元件占用面積很大。在上述的電路中預(yù)估元件所占用的面積約為16平方厘米。
目前主板上的元件密度已經(jīng)越來越高，從而可以使價值密度也提高。本項目規(guī)格為兩顆CPU的標(biāo)準(zhǔn)ATX主板，INTEL最新CPU的設(shè)計指導(dǎo)建議每顆CPU的電源將單獨由4相供給，2顆CPU共8相。四條DDRII內(nèi)存，6條PCI/PCI-X/PCI EXPRESS插槽，主板上部CPU附近的元件擺放具有一定難度，當(dāng)把主要部件擺放好了后，發(fā)現(xiàn)已經(jīng)沒有足夠的空間擺放轉(zhuǎn)換1.5V和1.2V所需要的四顆MOSFET、兩個大電感和一個PWM控制器，還必須要在電源輸出端擺放幾顆大容值的電解電容。
運算放大器實現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換
運算放大器(簡稱"運放")是具有很高放大倍數(shù)的電路單元。在實際電路中，通常結(jié)合反饋網(wǎng)絡(luò)共同組成某種功能模塊。由于早期應(yīng)用于模擬計算機中，用以實現(xiàn)數(shù)學(xué)運算，故得名"運算放大器".運放是一個從功能的角度命名的電路單元，可以由分立的器件實現(xiàn)，也可以實現(xiàn)在半導(dǎo)體芯片當(dāng)中。隨著半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，大部分的運放是以單芯片的形式存在。運放的種類繁多，廣泛應(yīng)用于電子行業(yè)當(dāng)。運算放大器是用途廣泛的器件，接入適當(dāng)?shù)姆答伨W(wǎng)絡(luò)，可用作精密的交流和直流放大器、有源濾波器、振蕩器及電壓比較器。
在這種情況下決定采用運算放大器的功率放大來實現(xiàn)電源的轉(zhuǎn)換，其電路如圖2所示。電路中采用了運算放大器LM358,其內(nèi)部封裝了兩顆完全獨立的運算放大器，可以工作在單端電源供電或者雙電源供電，工作帶寬為1MHz,并帶溫度補償。MOSFET采用FDS6690A,為TO-252封裝，MOSFET將工作在飽和區(qū)和線性區(qū)。圖2:采用運算放大器實現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換。
該項目中使用了DDRII技術(shù)，其工作電壓為1.8V,有別于DDRI的2.5V,并且不再需要提供額外的DDR終端電源。當(dāng)整個系統(tǒng)插滿4條DDRII模塊全速工作時將最大需要30A@1.8V的電流。加大1.8V的電源供給使其達(dá)到40A的供給能力，可以直接將1.8V提供給1.2V和1.5V轉(zhuǎn)換的電源。從1.8V轉(zhuǎn)換到1.2V和1.5V的低壓差特點使得線性低電壓大電流轉(zhuǎn)換成為可能。[!--empirenews.page--]
如果采用該轉(zhuǎn)換方式，僅僅用一顆LM358、兩顆MOSFET以及一些大容值輸出電容就可實現(xiàn)兩個獨立電源轉(zhuǎn)換，元件的數(shù)量減少一半，可以很好地解決擺放空間不夠的問題，其整體的PCB占用面積只有8平方厘米，只相當(dāng)于采用PWM方式所占用面積的一半。
電路仿真
電路仿真，顧名思義就是設(shè)計好的電路圖通過仿真軟件進(jìn)行實時模擬，模擬出實際功能，然后通過其分析改進(jìn)，從而實現(xiàn)電路的優(yōu)化設(shè)計。是EDA(電子設(shè)計自動化)的一部分?，F(xiàn)在比較常用的電路仿真軟件有：Multisim 系列，Cadence等。它們利用仿真產(chǎn)生的數(shù)據(jù)執(zhí)行分析，分析范圍很廣，從基本的到極端的到不常見的都有，并可以將一個分析作為另一個分析的一部分的自動執(zhí)行。集成LabVIEW和Signalexpress快速進(jìn)行原型開發(fā)和測試設(shè)計，具有符合行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的交互式測量和分析功能。
首先將通過PSPICE建立模型來仿真電路，避免一些不必要的設(shè)計錯誤。在這里仿真6A/1.2V的輸出工作情況。如前所述，在該電路中轉(zhuǎn)換電流源1.8V 會和DDRII消耗的電源共用。設(shè)計中1.8V通過兩相PWM輸出，其切換頻率為200kHz,建立的電源模型：1.8+0.2sin(t×2π× 1000k)(DDRII電源規(guī)范的范圍為1.7~1.8v)。選擇MOSFET圖3:仿真模型電路示意圖(負(fù)載模型未給出)。 FDS6690A,可以從互聯(lián)網(wǎng)得到其PSPICE模型，芯片組和CPU不提供PSPICE模型，根據(jù)電流變化參數(shù)，建立簡單負(fù)載模型，其阻抗在最大阻抗和最小阻抗中高速變化以模擬最壞的緩沖器切換情況。系統(tǒng)要求最大的電流為6A,此時近似的最小負(fù)載阻值為1.2/6=0.2Ω?？紤]到參考電壓通過系統(tǒng) 3.3V分壓得到，建立參考電壓的模型：1.2+0.12sin(t×2π×5000k)。對于輸出端的電容補償，使用共計1000uF容值電容，其等效串聯(lián)電感ESL為10nH,等效串聯(lián)電阻ESR為30mΩ。建立圖3中的仿真模型(圖中負(fù)載模型沒有給出)。
通過仿真，可以得出輸入輸出電壓以及MOSFET上功耗的波形和負(fù)載上電流波形。
從以上的仿真結(jié)果可以看出輸出電壓變化范圍為1.15V~1.25V，MOSFET上功耗變化范圍為0.4W~4.75W。平均功耗已經(jīng)超過了2W，該 MOSFET最小熱阻為45℃/W。如此大功耗產(chǎn)生的熱將不能夠有效散發(fā)，熱的積累將可能把MOSFET燒毀。通過分析，決定在MOSFET漏端串接大功率小阻值電阻，讓一部分功耗消耗在電阻上，見圖4。圖4：在MOSFET漏端增加大功率小阻值電阻解決散熱問題。
同樣做相應(yīng)的電壓輸出、MOSFET和電阻上的功耗仿真。仿真的結(jié)果是輸出的電壓紋波將增大，造成增大的原因為漏端電阻的加入相當(dāng)于增加了電源的內(nèi)阻。盡管如此，輸出電壓值仍然在1.15V~1.25V內(nèi)變化。此時可以看到MOSFET上的功耗已經(jīng)顯著減小，平均功耗小于1.5W,此時電阻上的功耗也為 1.5W左右。MOSFET的工作溫度將小于90℃，這樣就很好地解決了PCB占用面積和MOSFET發(fā)熱問題。
通過對上面這種方式的仿真分析，可以得出該方式的優(yōu)點為元件少、電路更加簡單、輸出穩(wěn)定，但是該電路工作在線性工作區(qū)，功率器件上的發(fā)熱量會比較大，而且其發(fā)熱是連續(xù)的而非PWM方式的間歇發(fā)熱，因此解決散熱問題成了該方式的最主要問題。簡單的PSPICE模型為新設(shè)計提供了一個很好的參考，通過仿真可以在設(shè)計階段解決一些可能存在的問題，從而縮短新產(chǎn)品調(diào)試和上市時間。
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