0 引言
電力電子技術作為一門新興的高科技學科，起始于上世紀50年代末硅整流器件的誕生。上世紀80年代末期和90年代初期，以MOSFET和IGBT為代表的，集高頻、高壓和大電流于一身的功率半導體復合器件的出現(xiàn)，表明傳統(tǒng)電力電子技術已經(jīng)進入現(xiàn)代電力電子技術時代。采用電力半導體器件構成的各種開關電路，按
一定的規(guī)律，實時的控制器件的工作，可以實現(xiàn)開關型電力變換和控制，已被廣泛地應用于高品質(zhì)交直流電源、電力系統(tǒng)、變頻調(diào)速、新能源發(fā)電及各種工業(yè)與民用電器等領域，成為現(xiàn)代高科技領域的支撐技術。當前電力電子技術的發(fā)展趨勢是高電壓大容量化、高頻化、主電路及保護控制電路模塊化、產(chǎn)品小型化、智能化和低成本化。大力加強電力電子技術的應用研究，對改造傳統(tǒng)設備、實現(xiàn)產(chǎn)品的更新?lián)Q代和增加產(chǎn)品的科技含量、解決關系國民經(jīng)濟與安全的高新技術具有重大的經(jīng)濟及戰(zhàn)略意義。
PWM控制技術已逐漸成熟，通過其對半導體電力器件的導通和關斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規(guī)則對各脈沖的寬度進行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。這在全控型開關器件的逆變器中得到廣泛應用，已有各種單相(如SG3524)，三相PWM(如HEF4752)和SPWM 集成芯片(如SA828)隨著電力電子技術及大規(guī)模集成電路的發(fā)展，PWM調(diào)壓技術得到了廣泛的應用，特別是以PWM為基礎構成的變頻系統(tǒng)，以結構簡單，運行可靠，節(jié)能效果顯著等突出優(yōu)點在生產(chǎn)、生活領域內(nèi)得到了廣泛應用。為此，本文結合高?！峨娏﹄娮蛹夹g》課程的實踐環(huán)節(jié)，幫助學生掌握PWM控制技術的應用，介紹PWM調(diào)壓技術的一種實現(xiàn)方法。該方案采用集成脈寬調(diào)制電路芯片SG3524 產(chǎn)生PWM 波，通過驅(qū)動集成電路IR2110，驅(qū)動逆變橋?qū)崿F(xiàn)調(diào)壓。該電路結構緊湊、安全可靠、易于調(diào)試。
1 PWM技術的多種實現(xiàn)方法
采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。PWM 控制技術就是以該結論為理論基礎，到目前為止，已出現(xiàn)了多種PWM控制技術。根據(jù)PWM控制技術的特點，可以劃分為多種方法。
1.1 等脈寬PWM 法
VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)早期是基于PAM(Pulse Amplitude Modulation)控制技術實現(xiàn)的，其逆變器部分只能輸出頻率可調(diào)的方波電壓而不能調(diào)壓。等脈寬PWM 法正是為了克服PAM法的這個缺點發(fā)展而來的，是PWM法中最為簡單的一種。它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波，通過改變脈沖列的周期以調(diào)頻，該方法的優(yōu)點是簡化了電路結構，提高了輸入端的功率因數(shù)，但同時也存在輸出電壓中除基波外，還包含較大的諧波分量。
1.2 SPWM法
SPWM(Sinusoidal PWM)法是一種比較成熟的、使用較廣泛的PWM法。前面提到的采樣控制理論中的一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。SPWM法就是以該結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化，而與正弦波等效的PWM 波形即SPWM 波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過改變調(diào)制波的頻率和幅值，調(diào)節(jié)逆變輸出電壓的頻率和幅值。該方法的實現(xiàn)有幾種方案。
1)等面積法實際上是SPWM 法原理的直接闡釋。用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的。由于此方法是以SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點，可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大，不能實時控制的缺點。
2)硬件調(diào)制法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，當調(diào)制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM 波形。其實現(xiàn)方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波。但是，這種模擬電路結構復雜，難以實現(xiàn)精確的控制。
3)軟件生成法由于微機技術的發(fā)展使得用軟件生成SPWM 波形變得比較容易，因此，軟件生成法也就應運而生。軟件生成法是用軟件來實現(xiàn)調(diào)制的方法，有兩種基本算法，即自然采樣法和規(guī)則采樣法。
(1)自然采樣法以正弦波為調(diào)制波，等腰三角波為載波進行比較，在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷，即自然采樣法。其優(yōu)點是所得SPWM波形最接近正弦波。但由于三角波與正弦波交點有任意性，脈沖中心在一個周期內(nèi)不等距，從而脈寬表達式是一個超越方程，計算繁瑣，難以實時控制。
(2)規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法是一種應用較廣的工程實用方法。一般采用三角波作為載波。其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，從而實現(xiàn)SPWM法。當三角波只在其頂點(或底點)位置對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期(即采樣周期)內(nèi)的位置是對稱的，這種方法稱為對稱規(guī)則采樣。當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期(為采樣周期的2倍)內(nèi)的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規(guī)則采樣。規(guī)則采樣法是對自然采樣法的改進，其主要優(yōu)點是計算簡單，便于在線實時運算，其中非對稱規(guī)則采樣法因階數(shù)多而更接近正弦。其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。兩方法均適用于同步調(diào)制方式。
4)低次諧波消去法低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數(shù)展開，表示為u(棕t)=An sin(n棕t)，首先確定基波分量A1的值，再令兩個不同的An=0，就可以建立三個方程，聯(lián)立求解得A1，A2及A3，這樣就可以消去兩個頻率的諧波。該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波。但是，剩余未消去的較低次諧波的幅值可能會相當大，而且同樣存在計算復雜的缺點。該方法同樣只適用于同步的調(diào)制方法。
1.3 線電壓控制PWM
主要包括馬鞍形波和三角波比較法，也就是諧波注入PWM 方式(HIPWM)，其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調(diào)制信號便呈現(xiàn)出馬鞍形，而且幅值明顯降低，于是在調(diào)制信號的幅值不超過載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無中線系統(tǒng)中，由于三次諧波電流無通路，所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波。除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻于正弦波信號的其他波形，這些信號都不會影響線電壓。這是因為，經(jīng)過PWM調(diào)制后，逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應的3倍頻于正弦波信號的諧波，但在合成線電壓時，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波。
1.4 電流控制PWM
電流控制PWM 的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號，把實際的電流波形作為反饋信號，通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷，使實際輸出隨指令信號的改變而改變。其實現(xiàn)方案主要有以下3種。
1)滯環(huán)比較法[4] 一種帶反饋的PWM 控制方式，即每相電流反饋信號與電流給定值經(jīng)滯環(huán)比較器，得出相應橋臂開關器件的開關狀態(tài)，使得實際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優(yōu)點是電路簡單，動態(tài)性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點是開關頻率不固定造成較為嚴重的噪音，和其他方法相比，在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多。
2)三角波比較法與SPWM法中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大后再和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波。此時開關頻率一定，因而克服了滯環(huán)比較法頻率不固定的缺點。但是，這種方式的電流響應不如滯環(huán)比較法快。
3)預測電流控制法[6] 在每個調(diào)節(jié)周期開始，根據(jù)實際電流誤差，負載參數(shù)及其他負載變量，來預測電流誤差矢量趨勢，因此，下一個調(diào)節(jié)周期由PWM產(chǎn)生的電壓矢量必將減小所預測的誤差。該方法的優(yōu)點是，若給調(diào)節(jié)器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速、準確的響應。目前，這類調(diào)節(jié)器的局限性是響應速度及過程模型系數(shù)參數(shù)的準確性。
1.5 空間電壓矢量控制PWM
空間電壓矢量控制PWM(SVPWM)也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉(zhuǎn)磁場軌跡為目的，用逆變器不同的開關模式所產(chǎn)生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們的比較結果決定逆變器的開關，形成PWM 波形。此法從電動機的角度出發(fā)，把逆變器和電機看作一個整體，以內(nèi)切多邊形逼近圓的方式進行控制，使電機獲得幅值恒定的圓形磁場(正弦磁通)。
具體方法又分為磁通開環(huán)式和磁通閉環(huán)式。磁通開環(huán)法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量，若采樣時間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調(diào)制時提高15%，諧波電流有效值之和接近最小。磁通閉環(huán)式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度，在比較估算磁通和給定磁通后，根據(jù)誤差決定產(chǎn)生下一個電壓失量，形成PWM波形。這種方法克服了磁通開環(huán)法的不足，解決了電機低速時，定子電阻影響大的問題，減小了電機的脈動和噪音，但由于未引入轉(zhuǎn)矩的調(diào)節(jié)，系統(tǒng)性能沒有得到根本性的改善。
1.6 失量控制PWM
矢量控制也稱磁場定向控制，其原理是將異步電動機在三相坐標系下的定子電流Ia、Ib及Ic，通過三相/兩相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流Ia1 及Ib1 ，再通過按轉(zhuǎn)子磁場定向旋轉(zhuǎn)變換，等效成同步旋轉(zhuǎn)坐標下的直流電流Im1及It1(Im1相當于直流電動機的勵磁電流;It1相當于與轉(zhuǎn)矩成正比的電樞電流)，然后模仿對直流電動機的控制方法，實現(xiàn)對交流電動機的控制。其實質(zhì)是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度、磁場兩個分量進行獨立控制。通過控制轉(zhuǎn)子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉(zhuǎn)矩和磁場兩個分量，經(jīng)坐標變換，實現(xiàn)正交或解耦控制。
但是，由于轉(zhuǎn)子磁鏈難以準確觀測，以及矢量變換的復雜性，使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果，這是矢量控制技術在實踐上的不足。此外，它必須直接或間接地得到轉(zhuǎn)子磁鏈在空間上的位置才能實現(xiàn)定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統(tǒng)中需要配置轉(zhuǎn)子位置或速度傳感器，這顯然給許多應用場合帶來不便。
1.7 直接轉(zhuǎn)矩控制PWM
1985 年德國魯爾大學Depenbrock 教授首先提出直接轉(zhuǎn)矩控制理論(Direct Torque Control，簡稱DTC)。直接轉(zhuǎn)矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流、磁鏈等量來間接控制轉(zhuǎn)矩，而是把轉(zhuǎn)矩直接作為被控量來控制，它也不需要解耦電機模型，而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉(zhuǎn)矩的實際值，然后，經(jīng)磁鏈和轉(zhuǎn)矩的Band-Band 控制產(chǎn)生PWM信號對逆變器的開關狀態(tài)進行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實現(xiàn)無速度傳感器的控制，有很快的轉(zhuǎn)矩響應速度和很高的速度及轉(zhuǎn)矩控制精度，并以新穎的控制思想、簡潔明了的系統(tǒng)結構、優(yōu)良的動靜態(tài)性能得到了迅速發(fā)展。直接轉(zhuǎn)矩控制也存在缺點，如逆變器開關頻率的提高有限制。
1.8 非線性控制PWM
單周控制法又稱積分復位控制(Integration Re原set Control，簡稱IRC)，是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變量的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術同時具有調(diào)制和控制的雙重性，通過復位開關、積分器、觸發(fā)電路、比較器達到跟蹤指令信號的目的。單周控制器由控制器、比較器、積分器及時鐘組成，其中控制器可以是RS 觸發(fā)器，其控制原理如圖1所示。圖中K可以是任何物理開關，也可是其他可轉(zhuǎn)化為開關變量形式的抽象信號。
傳統(tǒng)的PWM 逆變電路中，單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個周期內(nèi)自動消除穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期。雖然硬件電路較復雜，但其克服了傳統(tǒng)的PWM控制方法的不足，適用于各種脈寬調(diào)制軟開關逆變器，具有反應快、開關頻率恒定、魯棒性強等優(yōu)點，此外，單周控制還能優(yōu)化系統(tǒng)響應、減小畸變和抑制電源干擾，是一種很有前途的控制方法。
1.9 諧振軟開關PWM
電力電子器件硬開關大的開關電壓電流應力以及高的du/dt和di/dt限制了開關器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子的主要發(fā)展趨勢之一，它能使變換器體積減小、重量減輕、成本下降、性能提高，特別當開關頻率在18 kHz以上時，噪聲已超過人類聽覺范圍，使無噪聲傳動系統(tǒng)成為可能。諧振軟開關PWM的基本思想是在常規(guī)PWM變換器拓撲的基礎上，附加一個諧振網(wǎng)絡，諧振網(wǎng)絡一般由諧振電感、諧振電容和功率開關組成。開關轉(zhuǎn)換時，諧振網(wǎng)絡工作使電力電子器件在開關點上實現(xiàn)軟開關過程，諧振過程極短，基本不影響PWM技術的實現(xiàn)。從而既保持了PWM技術的特點，又實現(xiàn)了軟開關技術。但由于諧振網(wǎng)絡在電路中的存在必然會產(chǎn)生諧振損耗，并使電路受固有問題的影響，從而限制了該方法的應用。
2 系統(tǒng)統(tǒng)計和工作原理
圖2給出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖，交流輸入電壓(500 Hz/220 V)經(jīng)過整流橋整流后，得到一個直流電壓。DC/AC 變換采用全橋變換電路，通過控制電路控制其逆變電路的導通時間，過流保護采用快速熔斷器，過電壓保護采用由電流互感器和電壓比較器LM324構成的過電壓檢測電路。
2.1 SG3524的功能及引腳
SG3524是雙端輸出式脈寬調(diào)制器，工作頻率高于100 kHz，工作溫度為0~70 益，適宜構成100~500 W中功率推挽輸出開關電源。SG3524采用DIP-16型封裝，管腳排列和內(nèi)部結構如圖3所示。[!--empirenews.page--]
SG3524工作過程如下。
直流電源VS從腳15 接入后分兩路，一路加到或非門;另一路送到基準電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的+5 V基準電壓。+5 V再送到內(nèi)部(或外部)電路的其他元器件作為電源。
振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設計將Boost電路的開關頻率定為10 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=5 k贅;逆變橋開關頻率定為5 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=10 k贅。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個或非門;另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。
誤差放大器實際上是差分放大器，腳1為其反相輸入端;腳2為其同相輸入端。通常，一個輸入端連到腳16 的基準電壓的分壓電阻上(應取得2.5 V的電壓)，另一個輸入端接控制反饋信號電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，G3524的腳1接控制反饋信號電壓，腳2接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個隨誤差放
大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端?；蚍情T的另兩個輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個輸出端互補，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區(qū)時間，保證V1及V2兩個三極管不可能同時導通。最后，晶體管V1及V2 分別輸出脈沖寬度調(diào)制波，兩者相位相差180毅。當V1及V2脈沖并聯(lián)應用時，其輸出脈沖的占空比為0%~90%;當V1及V2分開使用時，輸出脈沖的占空比為0%~45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2。
2.2 驅(qū)動電路的設計
IR2110 采用HVIC的閂鎖抗干擾CMOS 制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道;懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500 V，dv/dt=依50 V/ns，15 V下靜態(tài)功耗僅為116 mW;輸出的電源端(腳3，即功率器件的柵極驅(qū)動電壓)電壓范圍10~20 V;邏輯電源電壓范圍(腳9)5~15 V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有依5 V的偏移量;工作頻率高，可達500 kHz;開通、關斷延遲小，分別為120 ns 和94 ns;
圖騰柱輸出峰值電流為2 A。
IR2110 內(nèi)部由如圖4 所示的三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述IR2110的特點，可以為裝置的設計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目。
采用IR2110作逆變半橋的驅(qū)動電路舉例。這種高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理如圖5 所示。圖中C1、VD1 分別為自舉電容和二極管，C2 為VCC 的濾波電容。假定在S1關斷期間C1已充到足夠的電壓(VC1抑VCC)。當HIN為高電平時VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的柵極和發(fā)射極之間，C1通過VM1，Rg1 和S1柵極-發(fā)射極電容Cge1放電，Cge1被充電，S1導通。此時VC1可等效為一個電壓源。當HIN為低電平時，VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，S1關斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間(td)之后，LIN為高電平，S2開通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補充能量。如此循環(huán)反復。
自舉元器件的分析與設計舉例。圖5所示自舉二極管(VD1)和電容(C1)是IR2110在PWM應用時需要嚴格挑選和設計的元器件，應根據(jù)一定的規(guī)則進
行計算分析。在電路實驗時進行一些調(diào)整，使電路工作在最佳狀態(tài)。
1)自舉電容的選擇IGBT 和PM(Power MOS原FET)具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓(10 V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3 V)要高;再假定在自舉電容充電路徑上有1.5 V 的壓降(包括VD1的正向壓降);最后假定有1/2的柵電壓(柵極門檻電壓VTH通常為3~5 V)因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應的自舉電容工程應用則取C1躍2Qg/(VCC-10-1.5)。
例如FUJ I50 A/600 V IGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250 nC(可由特性曲線查得)，VCC=15 V，那么C1=2伊250伊10-9/(15-10-1.5)=1.4伊10-7 F，可取C1=0.22 滋F或更大一點的，而耐壓躍50 V 的電容。
在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間ton min考慮，自舉電容應足夠小。
綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。從功率器件的工作頻率、開關速度、門極特性進行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。
2)自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損矢，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。單從驅(qū)動PM 和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負偏置。Vge=0，完全可以保證器件正常關斷。但在有些情況下，負偏置是必要的。這是因為當器件關斷時，其集電極-發(fā)射極之間的dv/dt過高時，將通過集電極-柵極之間的(密勒)電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而PM，IGBT的門檻電壓通常是3~5 V，一旦尖脈沖的高度和寬度到達一定的程度，功率器件將會誤導通，造成災難性的后果。而采用柵極負偏置，可以較好地解決這個問題。
2.3 保護電路
電力電子常用的保護有過流保護和過壓保護。
1)過電流保護在電力電子變換和控制系統(tǒng)運行不正?；虬l(fā)生故障時，可能發(fā)生過電流造成開關器件的永久性損壞，快速熔斷器是電力電子變換器系統(tǒng)中常用的一種過電流保護措施?？焖偃蹟嗥鞯倪^流保護原理是基于快速熔斷器特性與器件特性的保護配合來完成的，即通過選擇快速熔斷器的短路容量約器件的熱容量，使得當發(fā)生過流時快速熔斷器先熔斷，以保護器件不損壞。另一種方法是采用電流檢測、比較、判斷，在過流瞬間及時關斷電路。
2)過電壓保護電力電子設備在運行過程中，會受到由交流供電電網(wǎng)進入的操作過電壓和雷擊過電壓的侵襲。同時，設備自身運行中以及非正常運行中也有過電壓出現(xiàn)。過電壓保護的基本原理是在瞬態(tài)過電壓發(fā)生的時候(滋s或ns級)，通過過電壓檢測電路進行檢測。過電壓檢測電路中主要的元件是壓敏電阻。壓敏電阻相當于很多串并聯(lián)在一起的雙向抑制二極管，起到電壓箝位的作用。電壓超過箝位電壓時，壓敏電阻導通;電壓低于箝位電壓時，壓敏電阻截止。
過電壓檢測電路原理如圖6所示。當有過電壓信號產(chǎn)生時，壓敏電阻被擊穿，呈現(xiàn)低阻值甚至接近短路狀態(tài)，這樣在電流互感器的一次側(cè)產(chǎn)生一個大電流，通過線圈互感作用在二次側(cè)產(chǎn)生一個小電流，再通過精密電阻把電流信號轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘?這個信號輸入到電壓比較器LM393 后，LM393 輸出高電平，經(jīng)過非門A 輸出的控制脈沖2控制電源回路，斷開開關電源電路。當輸出的高電平輸出SG3524的腳10時，封鎖輸出脈沖，進行保護。
2.4 DC/AC逆變電路結構
DC/AC 變換采用單相輸出，全橋逆變形式，由4個IGBT(G20N40L)構成橋式逆變電路，最高耐壓800 V，電流20 A，利用半橋驅(qū)動器IR2110提供驅(qū)動信號，其輸入波形由SG3524 提供，同理可調(diào)節(jié)該SG3524的輸出驅(qū)動波形的D<50%，保證逆變的驅(qū)動方波有共同的死區(qū)時間。
3 結語
結合高校學生《電力電子技術》課程的實踐教學，對上述理論分析和方案設計，通過安裝和調(diào)試進行實驗，并應用在風扇、電爐等家用電器的控制，效果良好，達到了預先設計要求。本設計也可引入閉環(huán)控制，實現(xiàn)自動調(diào)節(jié)。隨著智能電力模塊(如IPM)的廣泛應用，不僅體積小，轉(zhuǎn)換效率高，而且具有各種保護功能，同時具有程控接口，在實現(xiàn)對整個系統(tǒng)的有效控制和保護方面將更加完善。
下載文檔
