LED照明開關(guān)電源設計原理及全過程

一、概論

開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構(gòu)成。開關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關(guān)電源，這一點稱為成本反轉(zhuǎn)點。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)也在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點日益向低輸出電力端移動，這為開關(guān)電源提供了廣闊的發(fā)展空間

電源有如人體的心臟，是所有電設備的動力。但電源卻不像心臟那樣形式單一。因為，標志電源特性的參數(shù)有功率、電源、頻率、噪聲及帶載時參數(shù)的變化等等;在同一參數(shù)要求下，又有體積、重量、形態(tài)、效率、可靠性等指標，人可按此去"塑造"和完美電源，因此電源的形式是極多的。

隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年**關(guān)電源相繼進入各種電子、電器設備領(lǐng)域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構(gòu)成。開關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關(guān)電源，這一成本反轉(zhuǎn)點。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點日益向低輸出電力端移動，這為開關(guān)電源提供了廣泛的發(fā)展空間。

一般電力要經(jīng)過轉(zhuǎn)換才能符合使用的需要。轉(zhuǎn)換的例子有：交流轉(zhuǎn)換成直流，高電壓變成低電壓，大功率中取小功率等等。

開關(guān)電源的工作原理是：

1.交流電源輸入經(jīng)整流濾波成直流;

2.通過高頻PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號控制開關(guān)管，將那個直流加到開關(guān)變壓器初級上;

3.開關(guān)變壓器次級感應出高頻電壓，經(jīng)整流濾波供給負載;

4.輸出部分通過一定的電路反饋給控制電路，控制PWM占空比，以達到穩(wěn)定輸出的目的。

開關(guān)電源設計全過程

1 目的

希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教。

2 設計步驟：

2.1 繪線路圖、PCB Layout.

2.2 變壓器計算。

2.3 零件選用。

2.4 設計驗證。

3 設計流程介紹(以DA-14B33為例)：

3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明。

3.2 變壓器計算：

變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗證是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹。

3.2.1 決定變壓器的材質(zhì)及尺寸：

依據(jù)變壓器計算公式

B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss)

Lp = 一次側(cè)電感值(uH)

Ip = 一次側(cè)峰值電流(A)

Np = 一次側(cè)(主線圈)圈數(shù)

Ae = 鐵心截面積(cm2)

B(max)依鐵心的材質(zhì)及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為例，100℃時的B(max)為3900 Gauss，設計時應考慮零件誤差，所以一般取3000~3500 Gauss之間，若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右，以避免鐵心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做較大瓦數(shù)的Power.

3.2.2 決定一次側(cè)濾波電容：

濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越大，Vin(win)越高，可以做較大瓦數(shù)的Power，但相對價格亦較高。

3.2.3 決定變壓器線徑及線數(shù)：

當變壓器決定後，變壓器的Bobbin即可決定，依據(jù)Bobbin的槽寬，可決定變壓器的線徑及線數(shù)，亦可計算出線徑的電流密度，電流密度一般以6A/mm2為參考，電流密度對變壓器的設計而言，只能當做參考值，最終應以溫昇記錄為準?！　?.2.4 決定Duty cycle (工作周期)：

由以下公式可決定Duty cycle ，Duty cycle的設計一般以50%為基準，Duty cycle若超過50%易導致振蕩的發(fā)生。

NS = 二次側(cè)圈數(shù)

NP = 一次側(cè)圈數(shù)

Vo = 輸出電壓

VD= 二極體順向電壓

Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓

D =工作周期(Duty cycle)

3.2.5 決定Ip值：

Ip = 一次側(cè)峰值電流

Iav = 一次側(cè)平均電流

Pout = 輸出瓦數(shù)

效率

PWM震蕩頻率

3.2.6 決定輔助電源的圈數(shù)：

依據(jù)變壓器的圈比關(guān)系，可決定輔助電源的圈數(shù)及電壓。

3.2.7 決定MOSFET及二次側(cè)二極體的Stress(應力)：

依據(jù)變壓器的圈比關(guān)系，可以初步計算出變壓器的應力(Stress)是否符合選用零件的規(guī)格，計算時以輸入電壓264V(電容器上為380V)為基準。

3.2.8 其它：

若輸出電壓為5V以下，且必須使用TL431而非TL432時，須考慮多一組繞組提供Photo coupler及TL431使用。

3.2.9 將所得資料代入 公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低則參數(shù)必須重新調(diào)整。

3.2.10 DA-14B33變壓器計算：

輸出瓦數(shù)13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28，可繞面積(槽寬)=10mm，Margin Tape =? 2.8mm(每邊)，剩余可繞面積=4.4mm.

假設fT = 45 KHz ，Vin(min)=90V， =0.7，P.F.=0.5(cosθ)，Lp=1600 Uh

計算式：

變壓器材質(zhì)及尺寸：l

由以上假設可知材質(zhì)為PC-40，尺寸=EI-28，Ae=0.86cm2，可繞面積(槽寬)=10mm，因Margin Tape使用2.8mm，所以剩余可繞面積為4.4mm.

假設濾波電容使用47uF/400V，Vin(min)暫定90V.

決定變壓器的線徑及線數(shù)：

假設NP使用0.32ψ的線

電流密度=

可繞圈數(shù)=

假設Secondary使用0.35ψ的線

電流密度=

假設使用4P，則

電流密度=

可繞圈數(shù)=

決定Dutyl cycle：

假設Np=44T，Ns=2T，VD=0.5(使用schottky Diode)

決定Ip值：

決定輔助電源的圈數(shù)：

假設輔助電源=12V

NA1=6.3圈

假設使用0.23ψ的線

可繞圈數(shù)=

若NA1=6Tx2P，則輔助電源=11.4V

決定MOSFET及二次側(cè)二極體的Stress(應力)：

MOSFET(Q1) =最高輸入電壓(380V)+ =

=463.6V

Diode(D5)=輸出電壓(Vo)+ x最高輸入電壓(380V)=

=20.57V

Diode(D4)=

= =41.4V[!--empirenews.page--]

其它：

因為輸出為3.3V，而TL431的Vref值為2.5V，若再加上photo coupler上的壓降約1.2V，將使得輸出電壓無法推動Photo coupler及TL431，所以必須另外增加一組線圈提供回授路徑所需的電壓。

假設NA2 = 4T使用0.35ψ線，則

可繞圈數(shù)= ，所以可將NA2定為4Tx2P

變壓器的接線圖：

3.3 零件選用：

零件位置(標注)請參考線路圖： (DA-14B33 Schematic)

3.3.1 FS1：

由變壓器計算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V，設計時亦須考慮Pin(max)時的Iin是否會超過保險絲的額定值。

3.3.2 TR1(熱敏電阻)：

電源啟動的瞬間，由於C1(一次側(cè)濾波電容)短路，導致Iin電流很大，雖然時間很短暫，但亦可能對Power產(chǎn)生傷害，所以必須在濾波電容之前加裝一個熱敏電阻，以限制開機瞬間Iin在Spec之內(nèi)(115V/30A，230V/60A)，但因熱敏電阻亦會消耗功率，所以不可放太大的阻值(否則會影響效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1電容使用較大的值，則必須考慮將熱敏電阻的阻值變大(一般使用在大瓦數(shù)的Power上)。

3.3.3 VDR1(突波吸收器)：

當雷極發(fā)生時，可能會損壞零件，進而影響Power的正常動作，所以必須在靠AC輸入端 (Fuse之後)，加上突波吸收器來保護Power(一般常用07D471K)，但若有價格上的考量，可先忽略不裝。

3.3.4 CY1，CY2(Y-Cap)：

Y-Cap一般可分為Y1及Y2電容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap ， AC Input若為2Pin(只有L，N)一般使用Y1-Cap，Y1與Y2的差異，除了價格外(Y1較昂貴)，絕緣等級及耐壓亦不同(Y1稱為雙重絕緣，絕緣耐壓約為Y2的兩倍，且在電容的本體上會有"回"符號或注明Y1)，此電路因為有FG所以使用Y2-Cap，Y-Cap會影響EMI特性，一般而言越大越好，但須考慮漏電及價格問題，漏電(Leakage Current )必須符合安規(guī)須求(3Pin公司標準為750uA max)。

3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1：

X-Cap為防制EMI零件，EMI可分為Conduction及Radiation兩部分，Conduction規(guī)范一般可分為： FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 兩種 ， FCC測試頻率在450K~30MHz，CISPR 22測試頻率在150K~30MHz， Conduction可在廠內(nèi)以頻譜分析儀驗證，Radiation 則必須到實驗室驗證，X-Cap 一般對低頻段(150K ~ 數(shù)M之間)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但價格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安規(guī)規(guī)定必須要有泄放電阻(RX1，一般為1.2MΩ 1/4W)。

3.3.6 LF1(Common Choke)：

EMI防制零件，主要影響Conduction 的中、低頻段，設計時必須同時考慮EMI特性及溫昇，以同樣尺寸的Common Choke而言，線圈數(shù)愈多(相對的線徑愈細)，EMI防制效果愈好，但溫昇可能較高。

3.3.7 BD1(整流二極體)：

將AC電源以全波整流的方式轉(zhuǎn)換為DC，由變壓器所計算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二極體，因為是全波整流所以耐壓只要600V即可。

3.3.8 C1(濾波電容)：

由C1的大小(電容值)可決定變壓器計算中的Vin(min)值，電容量愈大，Vin(min)愈高但價格亦愈高，此部分可在電路中實際驗證Vin(min)是否正確，若AC Input 范圍在90V~132V (Vc1 電壓最高約190V)，可使用耐壓200V的電容;若AC Input 范圍在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1電壓最高約380V，所以必須使用耐壓400V的電容。

Re：開關(guān)電方設計?過祘

3.3.9 D2(輔助電源二極體)：

整流二極體，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，兩者主要差異：

1. 耐壓不同(在此處使用差異無所謂)

2. VF不同(FR105=1.2V，BYT42M=1.4V)

3.3.10 R10(輔助電源電阻)：

主要用於調(diào)整PWM IC的VCC電壓，以目前使用的3843而言，設計時VCC必須大於8.4V(Min. Load時)，但為考慮輸出短路的情況，VCC電壓不可設計的太高，以免當輸出短路時不保護(或輸入瓦數(shù)過大)。

3.3.11 C7(濾波電容)：

輔助電源的濾波電容，提供PWM IC較穩(wěn)定的直流電壓，一般使用100uf/25V電容。

3.3.12 Z1(Zener 二極體)：

當回授失效時的保護電路，回授失效時輸出電壓沖高，輔助電源電壓相對提高，此時若沒有保護電路，可能會造成零件損壞，若在3843 VCC與3843 Pin3腳之間加一個Zener Diode，當回授失效時Zener Diode會崩潰，使得Pin3腳提前到達1V，以此可限制輸出電壓，達到保護零件的目的。Z1值的大小取決於輔助電源的高低，Z1的決定亦須考慮是否超過Q1的VGS耐壓值，原則上使用公司的現(xiàn)有料(一般使用1/2W即可)。

3.3.13 R2(啟動電阻)：

提供3843第一次啟動的路徑，第一次啟動時透過R2對C7充電，以提供3843 VCC所需的電壓，R2阻值較大時，turn on的時間較長，但短路時Pin瓦數(shù)較小，R2阻值較小時，turn on的時間較短，短路時Pin瓦數(shù)較大，一般使用220KΩ/2W M.O

3.3.14 R4 (Line Compensation)：

高、低壓補償用，使3843 Pin3腳在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之間)。

3.3.15 R3，C6，D1 (Snubber)：

此三個零件組成Snubber，調(diào)整Snubber的目的：1.當Q1 off瞬間會有Spike產(chǎn)生，調(diào)整Snubber可以確保Spike不會超過Q1的耐壓值，2.調(diào)整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性會較好。R3使用2W M.O.電阻，C6的耐壓值以兩端實際壓差為準(一般使用耐壓500V的陶質(zhì)電容)。

3.3.16 Q1(N-MOS)：

目前常使用的為3A/600V及6A/600V兩種，6A/600V的RDS(ON)較3A/600V小，所以溫昇會較低，若IDS電流未超過3A，應該先以3A/600V為考量，并以溫昇記錄來驗證，因為6A/600V的價格高於3A/600V許多，Q1的使用亦需考慮VDS是否超過額定值。

3.3.17 R8：

R8的作用在保護Q1，避免Q1呈現(xiàn)浮接狀態(tài)。

3.3.18 R7(Rs電阻)：

3843 Pin3腳電壓最高為1V，R7的大小須與R4配合，以達到高低壓平衡的目的，一般使用2W M.O.電阻，設計時先決定R7後再加上R4補償，一般將3843 Pin3腳電壓設計在0.85V~0.95V之間(視瓦數(shù)而定，若瓦數(shù)較小則不能太接近1V，以免因零件誤差而頂?shù)?V)。

3.3.19 R5，C3(RC filter)：

濾除3843 Pin3腳的雜訊，R5一般使用1KΩ 1/8W，C3一般使用102P/50V的陶質(zhì)電容，C3若使用電容值較小者，重載可能不開機(因為3843 Pin3瞬間頂?shù)?V);若使用電容值較大者，也許會有輕載不開機及短路Pin過大的問題。

3.3.20 R9(Q1 Gate電阻 )：

R9電阻的大小，會影響到EMI及溫昇特性，一般而言阻值大，Q1 turn on / turn off的速度較慢，EMI特性較好，但Q1的溫昇較高、效率較低(主要是因為turn off速度較慢);若阻值較小， Q1 turn on / turn off的速度較快，Q1溫昇較低、效率較高，但EMI較差，一般使用51Ω-150Ω 1/8W.

3.3.21 R6，C4(控制振蕩頻率)：

決定3843的工作頻率，可由Data Sheet得到R、C組成的工作頻率，C4一般為10nf的電容(誤差為5%)，R6使用精密電阻，以DA-14B33為例，C4使用103P/50V PE電容，R6為3.74KΩ 1/8W精密電阻，振蕩頻率約為45 KHz.

3.3.22 C5：

功能類似RC filter，主要功用在於使高壓輕載較不易振蕩，一般使用101P/50V陶質(zhì)電容。

3.3.23 U1(PWM IC)：

3843是PWM IC的一種，由Photo Coupler (U2)回授信號控制Duty Cycle的大小，Pin3腳具有限流的作用(最高電壓1V)，目前所用的3843中，有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)兩種，兩者腳位相同，但產(chǎn)生的振蕩頻率略有差異，UC3843BN較KA3843快了約2KHz，fT的增加會衍生出一些問題(例如：EMI問題、短路問題)，因KA3843較難買，所以新機種設計時，盡量使用UC3843BN.

3.3.24 R1、R11、R12、C2(一次側(cè)回路增益控制)：

3843內(nèi)部有一個Error AMP(誤差放大器)，R1、R11、R12、C2及Error AMP組成一個負回授電路，用來調(diào)整回路增益的穩(wěn)定度，回路增益，調(diào)整不恰當可能會造成振蕩或輸出電壓不正確，一般C2使用立式積層電容(溫度持性較好)。

3.3.25 U2(Photo coupler)

光耦合器(Photo coupler)主要將二次側(cè)的信號轉(zhuǎn)換到一次側(cè)(以電流的方式)，當二次側(cè)的TL431導通後，U2即會將二次側(cè)的電流依比例轉(zhuǎn)換到一次側(cè)，此時3843由Pin6 (output)輸出off的信號(Low)來關(guān)閉Q1，使用Photo coupler的原因，是為了符合安規(guī)需求(primacy to secondary的距離至少需5.6mm)。

3.3.26 R13(二次側(cè)回路增益控制)：

控制流過Photo coupler的電流，R13阻值較小時，流過Photo coupler的電流較大，U2轉(zhuǎn)換電流較大，回路增益較快(需要確認是否會造成振蕩)，R13阻值較大時，流過Photo coupler的電流較小，U2轉(zhuǎn)換電流較小，回路增益較慢，雖然較不易造成振蕩，但需注意輸出電壓是否正常。

3.3.27 U3(TL431)、R15、R16、R18

調(diào)整輸出電壓的大小， ，輸出電壓不可超過38V(因為TL431 VKA最大為36V，若再加Photo coupler的VF值，則Vo應在38V以下較安全)，TL431的Vref為2.5V，R15及R16并聯(lián)的目的使輸出電壓能微調(diào)，且R15與R16并聯(lián)後的值不可太大(盡量在2KΩ以下)，以免造成輸出不準。

3.3.28 R14，C9(二次側(cè)回路增益控制)：

控制二次側(cè)的回路增益，一般而言將電容放大會使增益變慢;電容放小會使增益變快，電阻的特性則剛好與電容相反，電阻放大增益變快;電阻放小增益變慢，至於何謂增益調(diào)整的最佳值，則可以Dynamic load來量測，即可取得一個最佳值。

3.3.29 D4(整流二極體)：

因為輸出電壓為3.3V，而輸出電壓調(diào)整器(Output Voltage Regulator)使用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V)，所以必須多增加一組繞組提供Photo coupler及TL431所需的電源，因為U2及U3所需的電流不大(約10mA左右)，二極體耐壓值100V即可，所以只需使用1N4148(0.15A/100V)。

3.3.30 C8(濾波電容)：

因為U2及U3所需的電流不大，所以只要使用1u/50V即可。

3.3.31 D5(整流二極體)：

輸出整流二極體，D5的使用需考慮：

a. 電流值

b. 二極體的耐壓值

以DA-14B33為例，輸出電流4A，使用10A的二極體(Schottky)應該可以，但經(jīng)點溫昇驗證後發(fā)現(xiàn)D5溫度偏高，所以必須換為15A的二極體，因為10A的VF較15A的VF 值大。耐壓部分40V經(jīng)驗證後符合，因此最後使用15A/40V Schottky.

3.3.32 C10，R17(二次側(cè)snubber) ：

D5在截止的瞬間會有spike產(chǎn)生，若spike超過二極體(D5)的耐壓值，二極體會有被擊穿的危險，調(diào)整snubber可適當?shù)臏p少spike的電壓值，除保護二極體外亦可改善EMI，R17一般使用1/2W的電阻，C10一般使用耐壓500V的陶質(zhì)電容，snubber調(diào)整的過程(264V/63Hz)需注意R17，C10是否會過熱，應避免此種情況發(fā)生。

3.3.33 C11，C13(濾波電容)：

二次側(cè)第一級濾波電容，應使用內(nèi)阻較小的電容(LXZ，YXA…)，電容選擇是否洽當可依以下三點來判定：

a. 輸出Ripple電壓是符合規(guī)格

b. 電容溫度是否超過額定值

c. 電容值兩端電壓是否超過額定值

3.3.34 R19(假負載)：

適當?shù)氖褂眉儇撦d可使線路更穩(wěn)定，但假負載的阻值不可太小，否則會影響效率，使用時亦須注意是否超過電阻的額定值(一般設計只使用額定瓦數(shù)的一半)。

3.3.35 L3，C12(LC濾波電路)：

LC濾波電路為第二級濾波，在不影響線路穩(wěn)定的情況下，一般會將L3 放大(電感量較大)，如此C12可使用較小的電容值。

4 設計驗證：(可分為三部分)

a. 設計階段驗證

b. 樣品制作驗證

c. QE驗證[!--empirenews.page--]

4.1 設計階段驗證

設計實驗階段應該養(yǎng)成記錄的習慣，記錄可以驗證實驗結(jié)果是否與電氣規(guī)格相符，以下即就DA-14B33設計階段驗證做說明(驗證項目視規(guī)格而定)。

4.1.1 電氣規(guī)格驗證：

4.1.1.1 3843 PIN3腳電壓(full load 4A) ：

90V/47Hz = 0.83V

115V/60Hz = 0.83V

132V/60Hz = 0.83V

180V/60Hz = 0.86V

230V/60Hz = 0.88V

264V/63Hz = 0.91V

4.1.1.2 Duty Cycle ， fT：

4.1.1.3 Vin(min) = 100V (90V / 47Hz full load)

4.1.1.4 Stress (264V / 63Hz full load) ：

Q1 MOSFET：

4.1.1.5 輔助電源(開機，滿載)、短路Pin max.：

4.1.1.6 Static (full load)

Pin(w) Iin(A) Iout(A) Vout(V) P.F. Ripple(mV) Pout(w) eff

90V/47Hz 18.7 0.36 4 3.30 0.57 32 13.22 70.7

115V/60Hz 18.6 031 4 3.30 0.52 28 13.22 71.1

132V/60Hz 18.6 0.28 4 3.30 0.50 29 13.22 71.1

180V/60Hz 18.7 0.21 4 3.30 0.49 30 13.23 70.7

230V/60Hz 18.9 0.18 4 3.30 0.46 29 13.22 69.9

264V/60Hz 19.2 0.16 4 3.30 0.45 29 13.23 68.9

4.1.1.7 Full Range負載(0.3A-4A)

(驗證是否有振蕩現(xiàn)象)

4.1.1.8 回授失效(輸出輕載)

Vout = 8.3Vê90V/47Hz

Vout = 6.03Vê264V/63Hz

4.1.1.9 O.C.P.(過電流保護)

90V/47Hz = 7.2A

264V/63Hz = 8.4A

4.1.1.10 Pin(max.)

90V/47Hz = 24.9W

264V/63Hz = 27.1W

4.1.1.11 Dynamic test

H=4A，t1=25ms，slew Rate = 0.8A/ms (Rise)

L=0.3A，t2=25ms，slew Rate = 0.8A/ms (Full)

90V/47Hz

264V/63Hz

4.1.1.12 HI-POT test：

HI-POT test一般可分為兩種等級：

輸入為3 Pin(有FG者)，HI-POT test為1500Vac/1minute.Y-CAP使用Y2-CAP

輸入為2 Pin(無FG者)，HI-POT test為3000Vac/1minute.Y-CAP使用Y1-CAP

DA-14B33屬於輸入3 PIN HI-POT test 為1500Vac/1 minute.

4.1.1.13 Grounding test：

輸入為3 Pin(有FG者)，一般均要測接地阻(Grounding test)，安規(guī)規(guī)定FG到輸出線材(輸出端)的接地電阻不能超過100MΩ(2.5mA/3 Second)。

4.1.1.14 溫昇記錄

設計實驗定案後(暫定)，需針對整體溫昇及EMI做評估，若溫昇或EMI無法符合規(guī)格，則需重新實驗。溫昇記錄請參考附件，D5原來使用BYV118(10A/40V Schottky barrier 肖特基二極管 )，因溫昇較高改為PBYR1540CTX(15A/40V)。

4.1.1.15 EMI測試：

EMI測試分為二類：

Conduction(傳導干擾)

Radiation(幅射干擾)

前者視規(guī)范不同而有差異(FCC ： 450K - 30MHz，CISPR 22 ：150K - 30MHz)，前者可利用廠內(nèi)的頻譜分析儀驗證;後者(范圍由30M - 300MHz，則因廠內(nèi)無設備必須到實驗室驗證，Conduction，Radiation測試資料請參考附件) .

4.1.1.16 機構(gòu)尺寸：

設計階段即應對機構(gòu)尺寸驗證，驗證的項目包括 ： PCB尺寸、零件限高、零件禁置區(qū)、螺絲孔位置及孔徑、外殼孔寸…，若設計階段無法驗證，則必須在樣品階段驗證。

4.1.2 樣品驗證：

樣品制作完成後，除溫昇記錄、EMI測試外(是否需重新驗證，視情況而定)，每一臺樣品都應經(jīng)過驗證(包括電氣及機構(gòu)尺寸)，此階段的電氣驗證可以以ATE(Chroma)測試來完成，ATE測試必須與電氣規(guī)格相符。

4.1.3 QE驗證：

QE針對工程部所提供的樣品做驗證，工程部應提供以下交件及樣品供QE驗證。

開關(guān)電源的優(yōu)缺點

1、功耗小，效率高。在開關(guān)電源電路中，晶體管V在激勵信號的激勵下，它交替地工作在導通-截止和截止-導通的開關(guān)狀態(tài)，轉(zhuǎn)換速度很快，頻率一般為50kHz左右，在一些技術(shù)先進的國家，可以做到幾百或者近1000kHz.這使得開關(guān)晶體管V的功耗很小，電源的效率可以大幅度地提高，其效率可達到80%.

2、體積小，重量輕。從開關(guān)電源的原理框圖可以清楚地看到這里沒有采用笨重的工頻變壓器。由于調(diào)整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了較大的散熱片。由于這兩方面原因，所以開關(guān)電源的體積小，重量輕。

3、穩(wěn)壓范圍寬。從開關(guān)電源的輸出電壓是由激勵信號的占空比來調(diào)節(jié)的，輸入信號電壓的變化可以通過調(diào)頻或調(diào)寬來進行補償。這樣，在工頻電網(wǎng)電壓變化較大時，它仍能夠保證有較穩(wěn)定的輸出電壓。所以開關(guān)電源的穩(wěn)壓范圍很寬，穩(wěn)壓效果很好。此外，改變占空比的方法有脈寬調(diào)制型和頻率調(diào)制型兩種。開關(guān)電源不僅具有穩(wěn)壓范圍寬的優(yōu)點，而且實現(xiàn)穩(wěn)壓的方法也較多，設計人員可以根據(jù)實際應用的要求，靈活地選用各種類型的開關(guān)電源。

濾波的效率大為提高，使濾波電容的容量和體積大為減少。開關(guān)電源的工作頻率目前基本上是工作在50kHz，是線性穩(wěn)壓電源的1000倍，這使整流后的濾波效率幾乎也提高了1000倍;即使采用半波整流后加電容濾波，效率也提高了500倍。在相同的紋波輸出電壓下，采用開關(guān)電源時，濾波電容的容量只是線性穩(wěn)壓電源中濾波電容的1/500~1/1000.電路形式靈活多樣，有自激式和他激式，有調(diào)寬型和調(diào)頻型，有單端式和雙端式等等，設計者可以發(fā)揮各種類型電路的特長，設計出能滿足不同應用場合的開關(guān)電源。

開關(guān)穩(wěn)壓電源缺點：

開關(guān)穩(wěn)壓電源的缺點是存在較為嚴重的開關(guān)干擾。開關(guān)穩(wěn)壓電源中，功率調(diào)整開關(guān)晶體管V工作在開關(guān)狀態(tài)，它產(chǎn)生的交流電壓和電流通過電路中的其他元器件產(chǎn)生尖峰干擾和諧振干擾，這些干擾如果不采取一定的措施進行抑制、消除和屏蔽，就會嚴重地影響整機的正常工作。此外由于開關(guān)穩(wěn)壓電源振蕩器沒有工頻變壓器的隔離，這些干擾就會串入工頻電網(wǎng)，使附近的其他電子儀器、設備和家用電器受到嚴重干擾。

目前，由于國內(nèi)微電子技術(shù)、阻容器件生產(chǎn)技術(shù)以及磁性材料技術(shù)與一些技術(shù)先進國家還有一定的差距，因而造價不能進一步降低，也影響到可靠性的進一步提高。所以在我國的電子儀器以及機電一體化儀器中，開關(guān)穩(wěn)壓電源還不能得到十分廣泛的普及及使用。特別是對于無工頻變壓器開關(guān)穩(wěn)壓電源中的高壓電解電容器、高反壓大功率開關(guān)管、開關(guān)變壓器的磁芯材料等器件，在我國還處于研究、開發(fā)階段。

在一些技術(shù)先進國家，開關(guān)穩(wěn)壓電源雖然有了一定的發(fā)展，但在實際應用中也還存在一些問題，不能十分令人滿意。這暴露出開關(guān)穩(wěn)壓電源的又一個缺點，那就是電路結(jié)構(gòu)復雜，故障率高，維修麻煩。對此，如果設計者和制造者不予以充分重視，則它將直接影響到開關(guān)穩(wěn)壓電源的推廣應用。當今，開關(guān)穩(wěn)壓電源推廣應用比較困難的主要原因就是它的制作技術(shù)難度大、維修麻煩和造價成本較高。