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[導讀]在實際應用中,必須處理日益增多的射頻干擾(RFI),對于信號傳輸線路較長且信號強度較低的情況尤其如此,而儀表放大器的典型應用就是這種情況,因為其內(nèi)在的共模抑制能力,它

在實際應用中,必須處理日益增多的射頻干擾(RFI),對于信號傳輸線路較長且信號強度較低的情況尤其如此,而儀表放大器的典型應用就是這種情況,因為其內(nèi)在的共模抑制能力,它能從較強共模噪聲和干擾中提取較弱的差分信號。但有個潛在問題卻往往被忽視,即儀表放大器中存在的射頻整流問題。當存在強射頻干擾時,集成電路可能對干擾進行整流,然后以直流輸出失調(diào)誤差表現(xiàn)出來。儀表放大器輸入端的共模信號通常被其共模抑制的性能衰減了。射頻整流仍然會發(fā)生,因為即使最好的儀表放大器在信號頻率高于20 kHz時,實際上也不能抑制共模噪聲。放大器的輸入級可能對強射頻信號進行整流,然后以直流失調(diào)誤差表現(xiàn)出來。一旦經(jīng)過整流后,在儀表放大器輸出端的低通濾波器將無法消除這種誤差。如果射頻干擾為間歇性,那么它會導致無法被覺察到的測量誤差。

設計實用的射頻干擾濾波器

解決這一問題的最實用方案是在儀表放大器之前 使用一個差分低通濾波器,以對射頻信號進行衰減。該濾波器有三個作用:盡可能多地消除輸入線路中的射頻能量;使每條線路與接地(共用)之間的交流信號保持平衡;并在整個測量帶寬內(nèi)維持足夠高的輸入阻抗,以避免增加信號源的負載。

圖1是多種差分射頻干擾濾波器的基本框圖。圖中所示元件值均針對AD8221選擇,AD8221的-3dB典型帶寬值為:

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖1 用于防止射頻干擾整流誤差的低通濾波器電路

1MHz,典型電壓噪聲電平為7 nVQQ截圖20141204111321.jpg.除抑制射頻干擾之外,該濾波器同時具有輸入過載保護功能。因為電阻R1a和R1b有助于隔離儀表放大器輸入電路與外部信號源。

圖2是該抗射頻干擾電路的簡化圖。從圖中可見,濾波器形成一個橋接電路,其輸出跨接于儀表放大器的輸入引腳間。鑒于這種連接方法,C1a/R1a與C1b /R1b兩個時間常數(shù)之間的任何不匹配都會導致橋路失衡,從而降低高頻共模抑制性能。因此,電阻R1a和R1b以及電容C1a和C1b均應始終相等。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖2 電容C2構(gòu)成C1a/C1b的旁路,并能有效降低因元件不匹配引起的交流共模抑制誤差

如圖所示,C2跨接于電橋的輸出端,從而使得C2實際上與C1a和C1b構(gòu)成的串聯(lián)組合呈并聯(lián)關(guān)系。這樣連接后,C2能有效降低因不匹配導致的任何交流共模抑制誤差。例如,如果C2比C1大10倍,這種連接方式將使因C1a/C1b不匹配導致的共模抑制誤差降低至原來的二十分之一。需要注意的是,該濾波器不影響直流共模抑制。

適用于AD620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路

圖3是針對通用型儀表放大器(如AD620系列)的電路,與AD8221系列相比,這類儀表放大器的噪聲電平較高(12 nVHz)、帶寬較低。相應地,這類儀表放大器使用了相同的輸入電阻,但電容C2的值大約增加5倍,達0.047 F,以便提供足夠的射頻衰減。采用圖中所示值時,電路的-3 dB帶寬約為400Hz;通過將R1和R2的電阻值降至2.2 k,可將帶寬提高到760 Hz.需要注意的是,增加帶寬是要付出代價的,要求儀表放大器前面的電路驅(qū)動的阻抗載荷較低,因此會在一定程度上降低輸入過載保護性能。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖3 用于AD620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路

用于微功耗儀表放大器的射頻干擾抑制電路

有些儀表放大器比其它放大器更容易發(fā)生射頻整流,因而需要采用更強的濾波器。輸入級工作電流較低的微功耗儀表放大器(如AD627)即是一個很好的例子。增加兩只電阻R1a/R1b的值以及/或者電容C2的值這種簡單的方法可提高射頻衰減,但代價是信號帶寬降低。由于AD627儀表放大器與通用型集成電路(如AD620系列器件)相比,具有更高的噪聲(38nV Hz),因此可采用電阻值較高的輸入電阻,而不會大幅降低電路的噪聲性能。圖4對圖1所示基本RC抗射頻干擾電路進行了修改,采用電阻值更高的輸入電阻。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖4 用于AD627的射頻干擾抑制電路

濾波器帶寬約為200 Hz。當增益為100、輸入為1V p-p時,最大直流失調(diào)電壓在1 Hz至20 MHz頻率范圍內(nèi)約為400 VRTI。增益不變時,電路的射頻信號抑制(輸出端射頻電平/輸入端射頻電平)將優(yōu)于61 dB。

用于AD623儀表放大器的射頻干擾濾波器

圖5顯示的是建議與AD623儀表放大器搭配使用的抗射頻干擾電路。由于這種器件與AD627相比,較難受到射頻干擾的影響,因此可將輸入電阻的值從20 k 降至10 k,結(jié)果會增加電路的信號帶寬,降低電阻的噪聲貢獻。此外,10k 電阻還可提供極其有效的輸入保護。采用圖中所示值時,濾波器的帶寬約為400Hz.當增益為100、輸入為1Vp-p時,最大直流失調(diào)電壓小于1 V RTI.增益不變時,電路的射頻信號抑制優(yōu)于74 dB。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖5 AD623射頻干擾抑制電路

AD8225射頻干擾濾波器電路

圖6顯示的是針對這種儀表放大器的推薦射頻干擾濾波器。AD8225儀表放大器增益固定為5,且較AD8221更易受射頻干擾的影響。如不采用射頻干擾濾波器,當輸入2 Vp-p、10 Hz至19 MHz正弦波時,這種儀表放大器測得的直流失調(diào)電壓約為16 mV RTI。通過使用電阻值更大的電阻,該濾波器可得到比AD8221電路更高的射頻衰減:用10 k 代替4 k。由于AD8225具有較高的噪聲電平,因此這是可以接受的。若使用濾波器,則直流失調(diào)電壓誤差可忽略。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖6 AD8225射頻干擾濾波器電路

使用共模射頻扼流圈做儀表放大器射頻干擾濾波器

作為RC輸入濾波器的替代方案,可在儀表放大器的前面連接一個商用共模射頻扼流圈,如圖7所示。共模扼流圈是一種采用共用鐵芯的雙路繞組射頻扼流圈。兩個輸入端的任何共模輸入射頻信號都會被扼流圈衰減。共模扼流圈以少量元件提供了一種簡單的射頻干擾抑制方式,同時獲得了更寬的信號通帶,但這種方法的有效性取決于所用共模扼流圈的質(zhì)量,最好選用內(nèi)部匹配良好的扼流圈。使用扼流圈的另一潛在問題是無法像RC射頻干擾濾波器那樣提高輸入保護功能。采用射頻扼流圈、額定增益為1000的AD620儀表放大器,輸入1 Vp-p共模正弦波時,圖7所示電路可使直流失調(diào)電壓降至低于4.5 V RTI 的水平。高頻共模抑制比也大幅降低,如表I所示。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖7 使用商用共模射頻扼流圈抑制射頻干擾

由于有些儀表放大器比其它放大器較易受射頻干擾影響,因此,使用共模扼流圈有時不足以解決問題。這些情況下,最好使用RC輸入濾波器。

射頻干擾測試

圖8顯示的是一種用于射頻干擾抑制測試的典型設置。若要測試這些電路的射頻干擾抑制情況,請用極短的引線將兩個輸入端連接起來。用一條50 端接電纜將優(yōu)質(zhì)正弦波發(fā)生器連接到該輸入端。

 

放大器中射頻干擾整流誤差電路盤點

 

圖8 用于儀表放大器射頻干擾抑制測量的典型設置

拿一個示波器,調(diào)節(jié)正弦波發(fā)生器以使發(fā)生器端的輸出為1 V p-p.將儀表放大器設置為高增益(如100)。直流失調(diào)電壓可用一個數(shù)字電壓表(DVM)直接在儀表放大器的輸出端讀取。若要測量高頻共模抑制,將示波器通過補償過的探頭與儀表放大器輸出端相連,并測量對輸入頻率的峰-峰值輸出電壓(即饋通)。當計算對頻率的共模抑制比時,務必考慮輸入端接 (VIN/2)以及儀表放大器增益。

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