基于軟開關(guān)技術(shù)的DC/DC功率變換器的設(shè)計(jì)

O 引言
    基于軟開關(guān)技術(shù)的全橋0C／DC變換器在高頻、大功率的直流變換領(lǐng)域，有著廣泛的應(yīng)用前景，它提高了系統(tǒng)的效率，增大了裝置的功率密度。本文設(shè)計(jì)的變換器現(xiàn)正應(yīng)用于電子模擬功率負(fù)載中，該負(fù)載系統(tǒng)要求能有效實(shí)現(xiàn)能量回饋電網(wǎng)，且直流高壓>540V，低壓直流為48~60V，因此，為升壓變換。限于篇幅，本文僅對(duì)DC／DC變換器的設(shè)計(jì)進(jìn)行討論，該變換器利用高頻變壓器的原邊漏感、功率MOSFET并聯(lián)外接的電容實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，該方案簡(jiǎn)單、高效、易實(shí)現(xiàn)。采用改進(jìn)型移相控制器UC3879為控制核心，對(duì)變換器實(shí)現(xiàn)恒流輸入控制，文中給出了實(shí)用的控制電路和主要參數(shù)的設(shè)計(jì)方法。試驗(yàn)結(jié)果證明系統(tǒng)性能優(yōu)良、效率高、功率密度大。

1 基本原理
1.1 DC／DC變換器的電路原理
    圖1所示的是DC／DC功率變換器的電路原理圖，功率開關(guān)管S1~S4及內(nèi)部集成的二極管組成全橋開關(guān)變換器，S1及S3組成超前橋臂，S2及S4組成滯后橋臂，S1~S4在寄生電容、外接電容C1~C4和變壓器漏感的作用F諧振，實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。其中C7為隔直電容，可有效地防止高頻變壓器的直流偏磁。低壓直流側(cè)濾波電容為C5、C6、L1為共模電感。
    實(shí)時(shí)檢測(cè)的輸入側(cè)電流值同指令電流值比較，得到的誤差信號(hào)經(jīng)過PI環(huán)節(jié)輸出，由改進(jìn)型移相控制器UC3879組成的控制系統(tǒng)實(shí)時(shí)生成變換器的觸發(fā)脈沖；系統(tǒng)實(shí)行恒流控制，便于在不同負(fù)載情況下考核被測(cè)試的直流電源組，同時(shí)，也利于根據(jù)試驗(yàn)考核系統(tǒng)的功率等級(jí)，實(shí)現(xiàn)多個(gè)相同電子模擬負(fù)載模塊的并聯(lián)。

    經(jīng)過實(shí)驗(yàn)測(cè)試，DC／DC功率變換器工作在軟開關(guān)狀態(tài)下，輸出高壓直流為560V時(shí)，高頻變壓器副邊電壓的峰值高達(dá)1000V。考慮在工程應(yīng)用中，系統(tǒng)應(yīng)該有足夠的儲(chǔ)備裕量，以利于長(zhǎng)時(shí)間可靠、安全的運(yùn)行，整流部分由兩個(gè)完全相同的整流橋串聯(lián)構(gòu)成。
1.2 控制策略
    對(duì)于全橋變換器的控制通常有雙極性控制方式、有限雙極性控制方式和移相控制方式。雙極性控制方式下的功率開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)管的開關(guān)損耗很大，限制了開關(guān)頻率的提高。有限雙極性控制方式可使一對(duì)開關(guān)管是零電壓開關(guān)，另一對(duì)開關(guān)管是零電流開關(guān)，適合選用IGBT作為開關(guān)管，能避免IGBT的電流拖尾。對(duì)于功率MOSFET，移相控制方式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔，控制方式簡(jiǎn)單，也有很多優(yōu)點(diǎn)：
    1)開關(guān)頻率恒定，利于濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)；
    2)實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開關(guān)，減小了開關(guān)損耗，可提高開關(guān)頻率；
    3)功率器件的電壓和電流應(yīng)力小。
    因此，該DC／DC功率變換器的控制采用移相控制方式實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。每個(gè)橋臂的兩個(gè)開關(guān)管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通(同一橋臂兩開關(guān)管有一死區(qū)時(shí)間)，兩個(gè)橋臂的觸發(fā)角相差一個(gè)相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角可以調(diào)節(jié)輸出電壓。開關(guān)管關(guān)斷時(shí)變壓器的原邊電流給關(guān)斷開關(guān)管的并聯(lián)電容充電，同時(shí)，同一橋臂即將開通的開關(guān)管的并聯(lián)電容放電；當(dāng)關(guān)斷開關(guān)管的并聯(lián)電容電壓充電到輸入直流電壓時(shí)，即將開通的開關(guān)管集成的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通，這時(shí)該開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通。開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，由于并聯(lián)電容的存在該開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零申壓關(guān)斷。

2 控制電路及主要參數(shù)的設(shè)計(jì)
2.1 控制電路的設(shè)計(jì)
    移相控制器UC3879是UC3875的改進(jìn)型，該集成電路提供了全部必要的控制、解碼、保護(hù)及驅(qū)動(dòng)功能，可獨(dú)立編程控制時(shí)間的延遲，在每只輸出級(jí)開關(guān)管導(dǎo)通前提供死區(qū)時(shí)間，為每個(gè)諧振開關(guān)區(qū)間里實(shí)現(xiàn)ZVS留有余地，總的輸出開關(guān)頻率可達(dá)300kHz，保護(hù)功能包含欠壓鎖定、過流保護(hù)，它適用于電壓型控制或峰值電流型控制，圖2是控制電路原理圖，欠壓鎖定電平根據(jù)UVSEL端狀態(tài)選定，有兩個(gè)預(yù)定義的閾值：若UVSEL端浮動(dòng)，則芯片在電源電壓超過15.25V啟動(dòng)；若UVSPL端接VIN端，則在10.75V時(shí)啟動(dòng)。／EA端為誤差放大器反向輸入端，該端同COMP端之間接R、C補(bǔ)償元件。CS端是電流比較器的同相輸入端，其反相端在芯片的內(nèi)部設(shè)置成2.0V和2.5V；當(dāng)該輸入腳超過2.0V時(shí)，誤差放大器輸出電壓將超過RAMP端的電壓，移相角將限制在一個(gè)基本的值上，當(dāng)該輸入腳超過2.5V時(shí)，輸出端關(guān)斷。如果該輸入腳超過2.5V的直流電壓，輸出端無(wú)效并且保持低電平，故使用該腳作為電壓、電流保護(hù)的輸入端。
    工作頻率由腳RT及CT外接的元件R3及C10決定，如果工作頻率為fs，振蕩器的占空比為Dosc，則

   
2.2 同一橋臂兩開關(guān)管死區(qū)時(shí)間的確定
    為了保證每一開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開通和關(guān)斷，確定同一橋臂的功率開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間是關(guān)鍵。
    S3及S1驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間

   
    Lr為變壓器漏感；
    Vin為輸入直流側(cè)電壓；
    Io為負(fù)載電流。
    另外，開關(guān)管關(guān)斷時(shí)有一定的下降時(shí)間，死區(qū)時(shí)間至少應(yīng)當(dāng)大于3倍的開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的下降時(shí)間，但也不能取得太大。并聯(lián)電容容值的選擇也應(yīng)考慮每個(gè)開關(guān)管的寄生電容的容量值。
    在設(shè)計(jì)過程中選取的開關(guān)管為IXYS公司IXFK 150N15，tf=45ns，td（off）=110ns，Crss=1200pF，Coss=2600pF，電容C1~C4值選為4700pF，系統(tǒng)直流側(cè)輸入電壓為48~60V，為了使系統(tǒng)能在較寬的負(fù)載范圍內(nèi)工作，驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間選為td（lead）=1μs，td（lag）=800ns。
2.3 開關(guān)頻率的選擇
    DC／DC功率變換器實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)時(shí)的諧振參數(shù)、占空比的丟失、整個(gè)系統(tǒng)的效率均同變壓器的漏感Lr和變換器的開關(guān)頻率fs有著密切的關(guān)系，因此，變壓器的設(shè)計(jì)不可忽視。橋式變換器的設(shè)計(jì)方法可參考文獻(xiàn)。為了減少高頻時(shí)集膚效應(yīng)的影響，變壓器采用扁而寬的銅皮繞制，為了提高效率選用損耗低的優(yōu)質(zhì)非晶材料，變壓器的變比n為0.125，原邊漏感為1.5μH。
    占空比丟失的值可由式(4)近似計(jì)算。

   
    從式(4)可知Dloss由變壓器漏感Lr、變比n、負(fù)載電流Io和開關(guān)頻率fs決定。為了使變換器工作在較大的負(fù)載范圍，開關(guān)頻率選為60kHz。
2.4 濾波參數(shù)
    假設(shè)Vo(min)為輸出電壓最小值、Vin(min)為輸入電壓最小值，Vo(max)為輸出電壓最大值、Vin(max)為輸入電壓最大值，滿載輸出電流為Io(max)，輸出整流二極管的通態(tài)壓降VD，VLF為輸出濾波電感的直流壓降，fs為全橋變換器的開關(guān)頻率，輸出電壓峰峰值為△Vopp。則濾波電感Lf為

   
    單個(gè)DC／DC功率變換器模塊的功率為3 kW，流過電感的電流最大值即滿載輸出電流Io(max)為5.56A。
    輸出濾波電感電流主要是直流分量，交流分量較少，集膚效應(yīng)影響不是很大，濾波電感選用線徑較大的導(dǎo)線繞制，電感量計(jì)算值為1.76mH，為2mH。
    輸出電壓紋波系數(shù)<1％，變壓器原邊漏感為1.5μH，濾波電容的計(jì)算值為243μF,而耐壓值決定于輸出電壓的最大值，考慮到電解電容有等效串聯(lián)電阻(ESR)，因此，實(shí)際選用470μF／450V的電解電容6并2串。

3 試驗(yàn)結(jié)果
    試驗(yàn)參數(shù)如下：
    開關(guān)管S1~S4為MOSFET IXFKl50N15導(dǎo)通電阻為12.5mΩ；
    整流橋D1~D8選用快速恢復(fù)二極管DSEl30-12；
    移相控制控制器的工作頻率為60kHz；
    隔直電容為470μF，輸入側(cè)共模電感3mH；
    系統(tǒng)功率3 kW，低壓直流輸入60V。
    圖3、圖4為試驗(yàn)波形，從圖3的波形可知無(wú)論在開通還是關(guān)斷時(shí)刻，S1兩端電壓均為零(其他功率開關(guān)管的端電壓和觸發(fā)脈沖波形也類似)，實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，減少了功率器件的開關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)的效率，圖4所示的是高頻變壓器原邊電壓波形。

4 結(jié)語(yǔ)
    這種基于軟開關(guān)技術(shù)的DC／DC功率變換器，在功率為3 kw的電子模擬功率負(fù)載模塊設(shè)計(jì)中成功地得到了應(yīng)用。從實(shí)驗(yàn)的波形可以看出，全橋變換器的開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，減少了器件的開關(guān)損耗。經(jīng)測(cè)試，系統(tǒng)的效率達(dá)到了93％，同時(shí)整個(gè)裝置的功率密度也增加了。