CMOS多頻段低噪聲放大器設(shè)計

    近年來，隨著無線通信技術(shù)的蓬勃發(fā)展，可兼容多種移動通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的新一代移動終端的研究正逐漸成為熱點。要實現(xiàn)多頻段的移動終端接收系統(tǒng)，需要解決的首要問題就是如何實現(xiàn)位于該系統(tǒng)第一級的低噪聲放大器LNA的多頻段化。傳統(tǒng)的方法是將多個單頻段的LNA并聯(lián)起來使用，但會造成較大的功耗，占用較大的芯片面積，增加成本，而且隨著接收標(biāo)準(zhǔn)的不斷增多，該方法最終將不可行；另外一種實現(xiàn)多頻段的方式是采用開關(guān)式LNA，但其只能工作于一個頻段下，當(dāng)希望能同時工作于多個頻段時，該方法也將不適用；還可以采用寬帶LNA來實現(xiàn)多個頻段的放大，但同時也會放大其他頻段的干擾信號。本設(shè)計中的并行式多頻段LNA為單個LNA，但能同時工作在不同頻段下且放大所需頻段的信號。

電路設(shè)計

    該多頻帶LNA總體電路如圖1所示，由于1.8GHz、1.9GHz和2GHz頻段很靠近，因此考慮設(shè)計一個0.9/   1.9GHz的雙頻段LNA，以1.9GHz為中心頻率，適當(dāng)增大其帶寬，使其覆蓋1.8～2GHz，最終實現(xiàn)所需要的四頻段LNA。

圖1  整體電路圖

1 噪聲分析

    高頻下MOSFET的噪聲主要包括漏電流噪聲和柵電流噪聲。對圖1中帶有源極電感的共源MOSFET進行噪聲分析，得噪聲系數(shù)為：

     (1)

    其中，R_s為信號源電阻；Z_t＝Z_g＋Z_s＋Z_gs，Z_g和Z_s為連接到柵極和源極的阻抗，Z_gs是連接輸入管柵漏兩端的阻抗，一般為1/jωCgs；，為MOSFET的柵電流噪聲， ，為漏電流噪聲。

    在功耗限制和阻抗匹配條件下，輸入級品質(zhì)因數(shù)Q_s≡1/ωC_gsR_s在3.5～5.5之間時噪聲系數(shù)能達(dá)到最小值，如式（2）所示。可以看到，理論上噪聲只能在一個頻率點下達(dá)到最優(yōu)，而不可能同時在多個頻率下具有最小值。隨著頻率ω的增大，噪聲將變大。因此對于0.9GHz和1.9GHz兩個頻段而言，為了達(dá)到噪聲系數(shù)的平衡，選擇在噪聲較差的高頻段1.9GHz處進行噪聲匹配，由此可確定C_gs大約為 0.48pF，對應(yīng)的輸入管尺寸為650μm（W）×0.35μm（L）。

F_min≈1＋2.3ω/ωT     （2）

2 輸入阻抗匹配

    與傳統(tǒng)的單頻段LNA相比，本LNA的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)必須同時在多個頻段下匹配到50Ω。圖2(a)所示為采用源端電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，其等效電路如圖2(b)所示。其包括兩個LC槽，其中，L₀′=L_g＋L_s，C₀′＝C_gs。輸入阻抗可表示為：

(3)

圖2（a） 輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

圖2（b） 輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路

    根據(jù)阻抗匹配條件，可得出在多個頻率下，輸入阻抗的實部和虛部需滿足以下條件：

g_m1_ls/C_gs=50Ω             (4)

(5)

    求解式(5)，可得兩個不同的ω值，ω1和ω2。因此，該輸入網(wǎng)絡(luò)在兩個頻段ω1和ω2下均可滿足阻抗匹配的要求。

(6)

    本設(shè)計中ω1和ω2的期望值分別為0.9GHz和1.9GHz，滿足這兩種頻率下諧振的元件值L₀、L₀’、C₀、C₀’將不止有一組。而在實際設(shè)計所采用的工藝庫中，電感值是一系列分離值，因此必須結(jié)合實際電感值進行選取。最終實現(xiàn)的元件值是L₀=7.23nH，C₀=2.5pF，L_g=10.5nH，L_s=1.14nH。

3 輸出阻抗匹配

    輸出阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計與輸入阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計類似，應(yīng)考慮在多個頻段下實現(xiàn)良好的匹配，同時輸出級的設(shè)計還要滿足增益的要求。圖3(a)為本設(shè)計中的輸出網(wǎng)絡(luò)，其分為三部分， A1部分提供大的輸出阻抗，以實現(xiàn)較高的增益；A2和A3共同實現(xiàn)雙頻帶，A2負(fù)責(zé)阻抗下變換，將阻抗實部匹配到50Ω，A3則對虛部進行共軛匹配。

圖3（a） 輸出網(wǎng)絡(luò)

圖3（b） 等效輸出網(wǎng)絡(luò)

    將輸出網(wǎng)絡(luò)等效為如圖3(b)所示的形式，可得：

               (7)

                (8)

    其中，Q₁=ωL₁/R₁。           

                   
    在輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計中，R₁’越大，增益越大，Q₁也越大，但此時R₁就越小，輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬變小。由于高頻段的設(shè)計是以1.9GHz為中心頻率，輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計需使其具有足夠的帶寬覆蓋1.8～2GHz，因此與L₁串聯(lián)的電阻R₁的選取要使增益與輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬達(dá)到一定的平衡。

    最終實現(xiàn)的元件值為L₁=5.58nH，R₁=15Ω，C₁=1.6pF，L₂=4nH，C₂= 5.14pF，L₃=8nH，C₃=16.2pF。

仿真結(jié)果

    基于TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS射頻工藝庫，采用Cadence的SpectreRF仿真器對所設(shè)計的多頻段LNA進行仿真，得到0.9/1.8/1.9/2GHz四頻段下LNA主要性能指標(biāo)如圖4所示。

圖4（a）S₂₁指標(biāo)

圖4（b）S₁₁和S₂₂指標(biāo)

圖4（c） 噪聲系數(shù)NF

    圖4(a)為LNA的增益S₂₁，由圖可看出，在感興趣的頻段內(nèi)，LNA的增益均大于10dB，且?guī)?nèi)波動控制在0.4dB左右。圖4(b)所示為LNA輸入反射系數(shù)S₁₁和輸出反射系數(shù)S₂₂，與0.9GHz處相比，1.9GHz附近的頻帶寬度被適當(dāng)?shù)恼箤挘采w了1.8～2GHz，所需頻段處S₁₁和S₂₂均在-10dB以下。在本設(shè)計中為了達(dá)到高低頻下噪聲的平衡，考慮在高頻處進行噪聲匹配。圖4(c)為LNA的噪聲系數(shù)NF和最小噪聲系數(shù)NFmin，結(jié)果表明在所希望的高頻處(約1.8GHz)確實實現(xiàn)了噪聲的最優(yōu)化，同時四個頻段下的噪聲系數(shù)都較為平衡，均小于3.3dB。

    表1綜合列出了各頻段下的仿真性能指標(biāo)。